非隔离式AC/DC降压转换器的设计方案

　　到目前为止，通过一个AC电源提供低功耗DC电源的唯一实用方法仍然是在整流器后面使用一个效率极低、未经调节的电阻/电容分压器，或者一个难以设计的反向DC/DC转换器。

　　图 1 显示了完整的转换器。整流器电路使用一个标准、快速开关整流器二极管桥接 (D1)和一个LC滤波器(L1和C2)，我们将对其余组件进行更加详细的介绍。

　　图 1 AC/DC 降压转换器电路

　　基本降压转换器

　　TPS64203是一款磁滞降压转换器，专为驱动高端pFET 而设计，拥有最小导通和断开开关时间要求。传统的磁滞转换器有随负载电流变化的开关频率，与其不同的是，最小导通和断开时间在转换器以高输出功耗电平在连续导通模式下运行时，从根本上控制开关频率。TPS6420x 系列中的其他一些转换器可主动避免在声频范围内进行开关操作，从而有效地获得最大导通和断开时间。TPS6420x系列起初是为电池供电型应用而设计，拥有1.8V～6.5V的输入电压范围，以及非常低的静态电流(最大为 35 μA)。在启动期间，TPS64203被齐纳二极管D2以及高压电阻R2和R3偏置。5V电压上升以后，肖特基二极管D4允许5V输出驱动控制器。

　　功率FET Q4必须具有足够高的VDS电压额定值，以使其不会被输入电压损坏，同时还要有足够高的电流额定值以处理IPMOS(RMS) = IOUT(max) ×√Dmax。它的封装还必须能够驱散PCond = (I OUT(max) × √Dmax)2 × RDS(on)。一般来说，高压P通道FET有一个过大的栅极电容或者导通/断开时间，过高的漏-源电阻 (RDS(on))，过大的阈值电压(VTH)，以和/或制造图1所示实际电路时的过高成本(即足够的成本效益)。由于230VRMS + 10%容差的高压线来自350VPK AC线，因此FET、滤波器和输入电容需要根据400V设定额定值。

　　FQD2P40相对较新，即400V P通道MOSFET。利用10V栅极驱动的5.0Ω RDS(on)以及小于13nC的总选通电极充电，借助于由Q2、Q3、C4和D3组成的创新驱动电路，该FET可轻松地通过控制器开关拥有比老式FET相对更少的导电和开关损耗。我们选择转换器的整流肖特基二极管D5，因为它拥有可阻止输入电压的电压额定值、稍高于输出电压的峰值电流额定值，以及IDiode(Avg) =(1 – D) × IOUT(max)的平均电流额定值。利用Dmax 5 V/120 V = 0.04 以及如此低的输出功率，峰值电流额定值和功耗在两种开关中都不成问题。

　　降压功率级的LC滤波器如TPS6420x系列产品说明书中介绍那样设计。利用高于输出电压的输入电压，所有TPS6420x控制器将运行在最小导通时间模式下。方程式(1)计算高线压下的建议降压转换器电感，其假设电感纹波电流系数的 K=0.4。

　　相对较高的K值最小化了电感值，并且经证明是可以接受的，因为这种特殊应用的稳态输出纹波要求小于0.02 × VOUT，即高负载时的100mVPP。磁滞后，TPS6420x控制器一般在输出电压有一些纹波时工作效果最佳，建议使用至少 50mΩ ESR的输出电容可产生ΔVPP(ESR) = ΔIL × RESR的纹波电压，其一般远超出电压纹波的电容分量。图2显示了该应用测得纹波。

　　图 2 VIN=250 VDC 和 IOUT=500mA 的输出纹波

　　由于 TPS64203为磁滞型，因此在其运行在脉冲频率模式下时，其输出电压在更低输出功率下将会有更高的纹波。测得转换器的工作频率约为 32 kHz，其与下列预计值一致：