降压转换器的输入电容选择 - 全文

　　就目前而言常常被忽略的输入电容，对于一种成功的降压转换器设计来说更为重要。其高频特性和布局将决定设计的成功与否。在选择和布局输出电容方面，确实有更大的自由度。即便是在满足输出噪声要求方面，选择和布局输入电容也很重要。

　　输入电容相关应力比输出电容相关应力要更大，主要表现在两个方面。输入电容会承受更高的电流变化率，其布局和选择对限制主开关电压应力以及限制进入系统的噪声至关重要。另外，它更高的均方根 (RMS) 电流应力和潜在的组件发热使得这种选择对整体可靠性而言更加重要。

　　电流的快速变化率

　　应力的第一个方面是快速电流变化率即dI/dT，其表现为所有内部或杂散电感的电压。这会给输入电容供电运行的开关或钳位二极管带来过电压应力，并将高频噪声辐射到系统中。

　　高侧降压开关关闭时电流为零，开启时为满负载电流。输入电容会承受一个从零到满负载的方波电流。现代 MOSFET 以及随后旁路电容中的电流上升时间均为 5 ns 数量级。这种快速的电流变化率 (dI/dT)，乘以总杂散电感 (L)，在降压开关上形成电压尖峰。另一方面，输出电容承受的是一种，经输出扼流圈平流并受扼流圈峰至峰电流限制的电流波形。一般而言，输出扼流圈纹波电流被设计限定到满负载电流的 40% 或更小的电流。

　　就 500 kHz、10% 占空比下运行的降压转换器而言，其意味着 40% 负载电流的上升时间为 200 ns。也就是说，5 ns 上升 100% 比 200 ns 上升 40% 的电流变化率高 100 倍。就给定电感的电压而言，情况也是如此。对一些高占空比或低输出扼流圈纹波电流的设计来说，这种比率远不止 100 倍。

　　电容的 RMS 电流

　　应力的第二个方面是 RMS 电流。该电流的平方并乘以相关电容的等效串联电阻 (ESR) 后得出的结果是热量。过热会缩短组件寿命，甚至引发灾难性的故障。

　　输入电容的 RMS 电流等于负载电流乘以 (D*(1-D))的平方根，其中 D 为降压开关的占空比。就 5-V 输入和 1.2-V 输出而言，D约为1/4，而 RMS 电流为 43% 输出电流。同步整流的 12-V 输入和 1-V 输出情况下，D 约为 1/10，而 RMS 电流为输出电流的 30%。另一方面，锯齿形输出电容电流的 RMS 电流等于电感的峰至峰纹波电流除以 √12。对于一种 40% 负载电流电感峰至峰纹波电流的降压设计来说，输出电容的 RMS 电流只是输出电流的 12%，即比输入电容电流小 2.5 倍。

　　电容电感和 ESR

　　表面贴装陶瓷电容的一般封装尺寸从 0603 到 1210(公制尺寸 1608 到3225)不等。通过 AVX 应用手册，我们知道电感一般为约 1 nH。就一般 2917(公制尺寸7343)封装尺寸的芯片型钽电容和电解质电容而言，电感约为 4 到7 nH。其中，导线尺寸起了很重要的作用。

　　1210 封装尺寸、6.3-V 到 16-V 额定电压陶瓷电容的 ESR 约为 1 到 2 mΩ。芯片型钽电容具有一个 50 到 150 mΩ 的典型 ESR 范围。这就决定了防止过热的最大允许 RMS 电流。尽管 1210 封装尺寸的陶瓷电容可应对 3 A RMS，但是最佳钽电容尺寸 1210 只能处理 0.5 A 的电流，而更大的 2917 尺寸则可以处理约 1.7 A 的电流。最近，一种多阳极钽电容已开始供货，其电感和电阻降低了一半。

　　设计考虑

　　设计实例(请参见图 1)所示电路显示了一个 6 A 电流下 1.2V 到 12 V 输入电压的电路。它使用一个运行在 300 kHz 的控制器(TPS40190)。用户优先考虑方面是低成本和简单的材料清单 (BOM)。输入和输出电容的给定标准为 1210 封装的 22-μF、16-V 陶瓷电容。这些电容可以处理 3 A RMS，并且发热最小。就输入电容而言，用户一般不关注电压纹波，而只关心电流是否过高。输入电压在其 5-V 最小值而占空比为 Vout / Vin 即 0.25 时，出现极端情况。RMS 电流为 Iout×√(D× (1-D))，即 2.6 A。

　　

 

　　图1

　　设计时，输出纹波电压限制定在 20 mV 峰至峰 (pp) 以下。输出电感值选定为 2.2 μH，以将峰至峰纹波电流限定为 1.8A，也即满负载的 30%。低 ESR 和电感输出电容的输出纹波电压 (Vpp) 为峰至峰电流 (Ipp) 除以输出电容 (Cout) 乘以 2π 乘以开关频率 (F)，即Vpp = Ipp/(2π×F×Cout)。假设一个 Vout 正常值 80% 的电容占 20% 的容差，则需要三个电容。

　　测试重点与讨论

　　峰值-峰值输入纹波电压约为 200 mV(请参见图 3)，比输出纹波电压(请参见图 2)大 10 倍。如果使用三个输入电容而非一个，则输入纹波电压仍然比输出纹波电压大 3 倍。一些客户要求严格地将输入纹波电压控制在 100 mV 以下，由于系统噪声问题，会要求使用三个输入电容。另外，相比近正弦波输出纹波，输入电压波形具有明显得多的锯齿形。因此，其高频谐波更多。由于纹波要求一般以 20-MHz 带宽测量设置作为标准，所以并不能看见全部的电容杂散电感影响。

　　

 

　　图2、13V 输入和 6A 负载条件下输出电容上形成的纹波 (5 mV/DIV)

　　

 

　　图3、13V 输入和 6A 负载条件下输入电容上形成的纹波 (5 mV/DIV)

　　主电源开关影响

　　使用一个 470-μF 铝电解质电容替代 22-μF 陶瓷输入电容后，图 1 所示 Q4 上的峰值电压应力会从 26 V 增加到 29 V，正好低于其 30-V 额定值。另外，转换器的效率会从 85.4% 降至 83.1%，这是因为 234 mW 的输入电容 ESR 额外损耗。使用一个单 22-μF 陶瓷电容，但同电源开关的距离增加 0.5 英寸(1.2 厘米)，这时我们看到峰值开关电压出现相同上升，而效率并未下降。

　　在不同客户的类似设计上，我们看到输出上存在巨大的噪声峰值(高达 80 mV)。贴近主开关添加一个 22-μF 电容可消除这些峰值。

　　布局指南

　　图 4 显示了一个近优化布局实例，其中，输入旁路电容 C1 和 C2(均为 1206 尺寸)桥接高侧 Q1 漏极和低侧 Q2 源(均为大金属漏极焊盘 SO-8 尺寸)。

　　

 

　　图4、最小化杂散电感的优化主开关和输入电容布局

　　低电感旁路电容邻近主降压电源开关(非同步转换器时为开关和钳位二极管)放置是基本要求，目的是减少组件应力和高频噪声。表面贴装陶瓷电容最为符合这种要求。相比输入电容，输出电容及其串联电感的确切位置并不那么重要。升压转换器中，输入和输出电容的作用相反，这是因为输出电容中输入电流和大开关电流的电感平流。