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伴随DVD、MP3、MP4、智能手机等越来越多的便携式音频设备的出现，这些设备的电路板设计空间越来越不足。现今，根据特定功能设计解决方案的尺寸，在预期功能的条件下将需要的组件数量降到最低，显得越来越重要。将音频信号传输到耳机，一直以来都使用DC 阻隔电容，除此之外，其他替代的解决方案，不是有先天的限制，就是过于简单化而不切实际需求，不被市场认可与接受。
本文特别着重在耳机放大器架构，除了说明其优缺点，也介绍全新的解决方案，该解决方案可解决某些耳机放大器架构所造成的问题。
不同的耳机放大器配置
不采用大型 DC 阻隔电容驱动耳机的其中一种传统方法，是将连接器的接地接脚偏移到中轨，也就是 VDD/2 （VBIAS）。由于大多数消费性耳机放大器都是单一供应电源，因此，要达到良好的动态范围，唯一的方法是以 DC 将音频偏移到 VDD/2，使信号能摆荡到接地及 VDD。由于接地接脚连接 VDD/2，因此其中主要的缺点是，只要连接 到Hi-Fi 放大器或以电源驱动的喇叭等接地为真实接地 （亦即 0V） 的外部设备，就会造成接地回路问题，并引发不必要的噪声或设计问题。
图 1. 含偏移接地套管的输出单端耳机放大器
如图 1 所示，最传统的耳机放大器架构是含 DC 阻隔电容的单端放大器。
图 2. 含 DC 阻隔电容的单端耳机放大器
从中可看出，耳机驱动的输出偏移到 VDD/2 （VOUT），而音频从 VDD 摆荡到接地。其中需要 DC 阻隔电容，才能将移除此偏压，让讯号在接地周围有效摆荡，也就是在 –VDD/2 至 +VDD/2 之间摆荡。此架构的优点是能够使用标准的耳机接孔，然而，这类方法的主要问题在于低频率响应。耳机阻抗一般是 16Ω 或 32Ω，而输出电容及耳机喇叭阻抗两者会形成高通滤波，其截止频率为 3dB，如等式 1 所示：
（等式 1）
截止频率必须在耳机的音频频带范围内，此频带会因制造商的不同而有所差异，但一般的范围是 20Hz 至 20kHz 之间。为了不使低音频频率衰减，高通滤波的截止频率至少必须大约是 500Hz 以下。
将等式 1 改写为等式 2，即得出：
（等式 2）
对于 100Hz 的截止频率及 16Ω 的耳机喇叭阻抗，电容必须是 110μF。对于需要小体积尺寸的情况而言，这会造成电容值及实体尺寸过大，而且使得成本过高。许多工程人员只能改用 22μF 的较小电容，不过这会影响耳机的低频率传真度，而导致低音响应不佳。
各种执行都有其优缺点，不过，对于需要较佳音频并避免潜在接地回路问题或大型 DC 阻隔电容的设计人员而言，一种称为接地置中或「无电容」的较新架构开始备受瞩目。
TPA4411、TPA6130A2 及 TPA6132A2 等由德州仪器提供的接地置中或 DirectPathTM 耳机放大器使用创新的做法来省却通常使用的 DC 阻隔输出电容。其做法并非将音频偏移至装置内的 VDD/2，而是整合了一颗电荷泵并提供一组负电源轨，进而让耳机放大器在正电源轨 （VDD） 与负电源电压 （VSS） 之间摆荡。这完全不需要任何偏移，因此不再需要输出的高通滤波。这能够让耳机喇叭播放整个音频频带，提供更好的音质。
图 3. 含整合式电荷泵的接地置中 DirectPathTM 耳机放大器
图 4 显示该高通滤波器的频率响应如何随着不同的 DC 阻隔电容产生变化。对于 16Ω 的固定负载阻抗，只要改变输出 DC 阻隔电容，截止频率便会随之变动。结果是当电容值减小，截止频率就会提高，而且越少音频低音内容能被传输到耳机喇叭。
图 4. 输出频率响应比较
这种做法看起来很理想，不过，由于整合式电荷泵的低效运作，相较于含偏移接地套管或大型 DC 阻隔电容的传统耳机放大器，接地置中耳机放大器会耗用较多的电源，而略微缩短系统的电池使用时间。为解决这个问题的创新做法是使用改良的 Class-G技术。
Class-G 技术
在 AB 类放大器的接地置中架构做法中，放大器总是以最高电源电压运作，这表示，对于音频的无噪声阶段而言，整个输出 FET 的电压降幅相当大。以锂离子电池为例，一般的电池电压范围是 3.0V 至 4.2V。假设电池供应 3.6V 的电压，图 5 的红色箭头表示播放输出音频时整个输出 FET 的电压降幅。
图 5. AB 类接地置中耳机放大器运作
假设放大器的静态电流相较于流向负载的电流来说非常地小，即可推算电池电流与输出电流呈正比。
（等式 3）
图 6 显示 AB 类接地置中耳机简易示意图。随着音频的变化，整个输出 FET 的电压降幅也会变动。装置的功率损耗是电压降幅乘以电池电流 （IBATT） 所得的乘积。
图 6. AB 类接地置中耳机示意图
G 类放大器一般使用多个电源电压，以发挥比 AB 类放大器更高的效率。在本例中，TI 最新的 G 类 DirectPath 放大器 （TPA6140A2） 首先将电池电压降低至较低的电压值，然后切换至低信号强度的低供应电压 （1.3V），并且只有在信号强度超出该低电源电压轨时，才切换至较高的电源电压 （1.8V）。这些适应性电源电压轨的升降速度高于音频，因此可避免失真或削波。此外，由于一般聆听的音频低于 200mVRMS，因此电源电压通常是最低值 （亦即 1.3V），并且提供优于上述 AB 类放大器的效率。在音频的无噪声阶段期间，整个电源轨的电压会降低，而且信号相当小。当音频变得大声时，放大器会切换至较高的电源轨，然后切换回较低的电源轨，导致整个输出 FET 的电压降幅缩小。图 7 的红色箭头表示此电压降幅。
图 7. G 类接地置中耳机放大器运作
其中的技巧是设计将电池电压降低至较低电压的放大器，并使用适应性电源轨 （分别有负电源轨） 降低播放音乐时整个输出 FET 的电压降幅。其中一种实现这类放大器的方式是，使用电荷泵作为图 8 所示的步降区块。某些工程人员偏好这类做法，原因在于步降电荷泵仅需要相对较小的飞驰电容（flying capacitor） （1μF 至 2.2μF），而这也是相对较小的组件
图 8. 含电荷泵步降转换器的 G 类接地置中耳机简化示意图
这类解决方案的主要缺陷是电荷泵的效率极差，而且这类解决方案无法令电池使用时间延长。较好的做法是整合 DC/DC 步降转换器，以有效降低装置的内部电源电压，并减少电池电流。
图 9. 含 DC/DC 步降转换器的 G 类接地置中耳机简化示意图
图 9 显示 G 类接地置中耳机简化示意图。假设放大器的静态电流远小于流向负载的电流，即可推估电池电流是输出电流的分数 （见等式 4）。同样地，随着音频的变化，整个输出 FET 的电压降幅也会变动。此装置的功率损耗是电压降幅乘以电池电流 （IBATT） 的分数 （VDD/VBATT） 所得的乘积，因此，此装置将散失较少的功率。
（等式 4）
使用此解决方案的 G 类 DirectPath 耳机放大器为 TPA6140A2。此解决方案需要将外部电感用于步降转换器，但是，由于输出电流相当小，而且降压转换器的切换频率相对较高，因此可使用相当小的芯片电感，也就是 2.2uH 、 800mA 的 0805 尺寸电感。这能够使解决方案的效率提高，而没有上述电荷泵方法的电路板空间不足的缺点。
AB 类及G 类接地置中架构的电池使用时间比较
为证实 G 类 DirectPath 耳机放大器的效率优于传统 AB 类解决方案，我们在实验室进行了一项测试。图 10 是一般接地置中耳机与 TPA6140A2 的比较。其中，两个放大器都接上充满电力的锂离子电池。音频输入来自 PC，而输出驱动各个 32Ω 耳机。两个放大器持续播放相同的音频，而且以固定间隔测量电池电压。
下图的 Y 轴表示电池电压，X 轴表示时间。绿线表示一般的接地置中耳机放大器，蓝线表示 G 类耳机放大器。
图 10. AB 类与 G 类接地置中耳机放大器的比较
相较于 AB 类 DirectPath 实作，TPA6140A2 可延长 50 小时或 45% 的电池使用时间。
对于耳机放大器效率而言，必须考虑整体的系统功耗。举例来说，当今耳机的输出功耗远低于 MP3 编译码器的功耗。在未来，当这类编译码器功能提升到下一个制程技术节点时，该功能的功耗将进一步降低，但耳机放大器的输出功耗需求则不会降低。这表示，耳机放大器的效率将在下一代平台中扮演更重要的角色。图 11a 至 11b 阐明了这一点：
图 11a.当今MP3 播放电流耗用量的范例
图 11b.两年后 MP3 播放电流耗用量的范例
图 11a 显示 G 类耳机放大器的平均电流耗用量大约是应用处理器的 10%。然而，几年后，当应用处理器电流降低至大约 10mA 时，G 类耳机放大器的电流耗用量将约为 现在的30%。
结论
电池使用时间一直是便携式应用的重要课题。相比含输出 DC 阻隔电容的传统 AB 类放大器，接地置中耳机放大器的音频性能较佳，但是因为需要使用电荷泵而使得效率降低。只有在信号强度需要进行切换时，才会切换两个以上的电压电源轨，使得 G 类放大器能够提升效率，也减少了不必要的功率损耗。TPA6140A2 等 G 类 DirectPath 耳机放大器结合了接地置中耳机放大器及 G 类放大器的优点。这能够有效降低不必要的放大器功率损耗，最终使得电池使用时间延长。
工商网监
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