通过利用功率放大器减弱功放记忆效应电路的设计

1、 功率放大器记忆效应产生原因及影响

功率放大器非线性特性产生的失真分量不恒定，例如三阶或五阶交调的幅度、相位会随输入信号幅度和带宽的变化而改变。这种失真分量依赖于输入信号幅度、带宽的现象通常称之为功率放大器的记忆效应。

轻微的记忆效应本身对功率放大器的线性度并无严重影响。即在双音频测试中，随着音频间隔的增加，如果放大器三阶交调分量的相位旋转不超过10o，且幅度起伏不大于0.5dB，此时功放的记忆效应不会明显影响邻近信道功率比，可以不予考虑。然而，当功率放大器的上下边带的ACPR（an adjacent channel power ratio，相邻信道功率比）出现较大不对称现象时，即使三阶、五阶交调分量的相位和幅度失真很小，也不能忽略记忆效应对放大器的影响。

2 、减弱功放记忆效应的基本思路

功放记忆效应使射频预失真线性化功率放大器的效果有很大退化，为增强射频预失真线性化功率放大器的稳定性和可靠性，需对所设计的功率放大器进行减弱记忆效应的相关处理。

降低记忆效应的基本想法是：通过附加电路滤除由包络和二次谐波控制的三阶交调分量。最简便的方法是在四分之一波长传输线后面的偏置线上，添加辅助电路使包络信号和二次谐波短路，但由于传输线的离散作用，使得这种方法难以实现宽带短路。因此，短路电路网络应当直接加在紧靠栅极和漏极的地方，而不必经过四分之一波长传输线才短路。短路网络可使用LC串联电路实现。

3、 采用附加电路法减弱功放记忆效应分析

使用附加电路滤除由包络和二次谐波控制的三阶交调分量，对减小功率放大器的记忆效应是有效的，现分析如下：

假设信号的中心频率为f_{0}、带宽为f_{U}-f_{L}，并带有二次谐波和包络分量。它的频谱如图1所示。

信号的中心频率可表示为

f_{0}=\frac{f_{U}+f_{L}}{2}≈\sqrt{f_{U}f_{L}} （1）

晶体管的一种理想输出端口匹配电路拓扑如图2。

输入端口的匹配电路拓扑同样采用上面的结构。图中包括滤除二次谐波和包络的LC谐振回路和基波的最优匹配电路。为了使滤除二次谐波的LC谐振回路对二次谐波2f_{U}和2f_{L}具有相同的阻抗，则L2与C2组成的谐振回路须在频率2\sqrt{ω_{U}ω_{L}}处振荡，即

L_{2}C_{2}=1/（4ω_{U}ω_{L}）≈1/（2ω_{0}）^{2} （2）

假设滤除包络的LC谐振回路和基波匹配电路的阻抗在二次谐波频率处非常大，则输出负载阻抗Z_{L}，_{ext}（2f_{U}）和 Z_{L}，_{ext}（2f_{L}）是共轭的，它们的模为

∣Z_{L，ext}（2f_{U}）∣=∣Z_{L，ext}（2f_{L}）∣=4πL_{2}（f_{U}-f_{L}） （3）

显然，Z_{L，ext}（2f_{U}）和Z_{L，ext}（2f_{L}）与电感L2和信号带宽有关。

为了将包络信号短路，须使用一个大电容Cg。同样地，假设滤除二次谐波的LC回路和基波匹配电路在信号带宽频率处的阻抗非常大，则Z_{L，ext}（f_{U}-f_{L}）的模可表示为

∣Z_{L，ext}（f_{U}-f_{L}）∣=2πL_{e}（f_{U}-f_{L}） （4）

若电感L2与Le的值相同，那么阻抗Z_{L，ext}（f_{U}-f_{L}）将是Z_{L，ext}（2f_{U}）的二分之一。最后，需要匹配的优化基波阻抗为

jX_{opt}（ω）=［jωL_{2}+1/（jωC_{2}）］// jωL_{e}// jωC_{ds} （5）

其中ω_{L}≤ω≤ω_{U}，如果滤除二次谐波和包络的LC谐振回路在基波频率处的阻抗非常小，则在实际中难以将这个优化基波阻抗匹配到实际的负载阻抗，故匹配的难度将限制L2、Le和C2的取值。根据要求，可以得到滤除二次谐波和包络的LC谐振回路的最小阻抗值。因此，在设计短路网络的时候，应注意使滤除二次谐波和包络的LC谐振回路在基波频率处的阻抗要大于这个最小值。

4、 某军用集群系统基站降低功放记忆效应的实现

军用集群系统所用的频率范围一般为400~420MHz，其基站的功率放大器通常使用封装后的晶体管，故实际中不得不考虑封装引脚的电感效应。当和外部匹配电路配合使用时，封装引脚的寄生电感具有改善晶体管的稳定性、增加有用带宽的优点。以MRF5P21180HR6 LDMOSFET为例，这种晶体管由两个90W的功率单元构成，能达到180W的功率峰值。封装后单个功率单元的等效电路如图3所示。

在包络这种低频下，小电容的阻抗非常大，并联结构中可忽略不计。则针对包络分量的阻抗和频率ω、Lg1、Lg2和Ld2有关系，并可求出阻抗Z_{S，ext}（f_{U}-f_{L}）和Z_{l，ext}（f_{U}-f_{L}）的表达式：

∣Z_{S，ext}（f_{U}-f_{L}）∣=2π（L_{g1}+L_{g2}+L_{e}）（f_{U}-f_{L}） （6）

∣Z_{S，ext}（f_{U}-f_{L}）∣=2π（L_{d2}+L_{e}）（f_{U}-f_{L}） （7）

另一方面，对于二次谐波分量，栅极和漏极外相应的阻抗Z‘_{S，ext}（ω=2ω_{1}≈2ω_{2}）和Z’_{L，ext}（ω=2ω_{1}≈2ω_{2}）的表达式为，

Z‘_{S，ext}（ω=2ω_{1}≈2ω_{2}）=-﹛1/jωC_{pad}/2）//［jωL_{g2}+ （jωL_{g1}//1/jωC_{g，mos}）］﹜（8）

Z’_{L，ext}（ω=2ω_{1}≈2ω_{2}）=？［1/（jωC_{pad}/2）//jωL_{d2} （9）

等式（8）、（9）很容易用包含串联LC谐振回路的匹配电路实现，这是因为二次谐波分量的相对带宽要比包络分量的相对带宽窄得多，故滤除包络分量比滤除二次谐波分量的难度更大。因此，包络分量对记忆效应的作用要比二次谐波分量更大。在实际应用中，由于包络分量对功率放大器的记忆效应起主要作用，故一般只对滤除包络分量的辅助电路进行优化，高频下可用某些寄生参数较强的大电容（如钽电容）来代替滤除包络分量的串联LeCe谐振回路。

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