利用运算放大器实现改善混频器的性能设计

混频器常常用一个二极管桥式电路（diodebridge）或一个Gilbert单元（Gilbertcell）来实现。这两类混频器都使用了一个本地振荡器（LO）来跳转射频（RF）输入的极性。

当LO为正时，RF输入被混频转换为中频（IF）输出时极性不改变。当LO为负时，RF输入转换为IF时极性改变。于是，通过LO“跳转”了RF信号的极性。这种效应相当于以乘以+1或-1（损耗忽略不计）。

混频器还可利用运算放大器来实现（图1）。这种运放混频器采用一种平方波LO来跳转RF输入的极性。U1b、D1、D2、R1和R2构成了一个反相半波整流器，用以反转LO，并只输出D2、R3、R4、R5和U1c形成的反相加法器的正半波。

由于R5和R4的值是R3的两倍，经过反相半波整流的LO幅度加倍与原来的LO相加。因此，这些元件共同构成了一个众所周知的全波整流器1。平方波LO输入在U1c产生一个负直流输出，其幅度等于LO的电平值。

其余的元件，连同U1c和R5一起，形成前述全波整流器的变异体。这个变异体的两个输入和U1a的反相输入相加。RF和LO输入相加，反相并半波整流。二极管D3和D4被U1b等元件构成的整流器反向，故D4只有负值输出。

U1c作为反相加法器，对RF（通过R9）和LO（通过R11）求和并进行反相半波整流（通过R10）。由于R5、R9和R11的值是R10的两倍，经半波整流后和值的幅度增倍，并与原来的RF和LO信号相加。由此得到的波形具有等于LO幅度的正向直流偏置。把这个结果和U1b及U1c产生的负直流电压结合起来，即消除了两项直流，并使波形直流偏置为零。

图2的波形显示，当LO为正时，IF输出和RF信号相同，但只要LO为负，IF输出的极性就被改变。这正符合混频特性。

为避免失真，LO幅度必须大于RF幅度。而且，LO和RF之和的两倍必须小于电源电压以防限幅（clipping）。当然，可用一个简单的10-kΩ电阻来取代并联的R4和R11。混频器电路可用下面的等式来总结：

IF=［RF+LO2×HALF（RF+LO）+FULL（LO）］

当LO＞0时，上式变为：

IF=-［RF+LO-2（RF+LO）+LO］=RF

当LO＜0时，为：

IF=-（RF+LO-0-LO）=-RF

这里，HALF（RF+LO）表示（RF+LO）的正半波整流，FULL（LO）表示全波整流LO，且LO的幅度比RF的幅度大。因此当LO＞0时，IF=RF；LO＜0时，IF=-RF。

这种运放混频器可提供好几种优势。它在所有的三端口上都被直流耦合，对某些应用而言，这可是一大优点。桥式二极管混频器在RF和LO端口处都具有变压器，故只有IF是经过直流耦合的。Gilbert-cell混频器一般通过电容进行交流耦合。

其次，桥式二极管混频器需要LO足够大以导通两个二极管。运放混频器却没有这种要求。LO可以很小，只要它大于RF即可。第三，运放混频器没有桥式二极管混频器中的6dB损耗。

此外，运放混频器没有使用变压器，因而它可能适合用硅片实现。最后，它具有高输入阻抗和低输出阻抗，正如大多数运放电路那样。

这种混频器的最大缺陷是速度很慢，只在低频下有用。不过，快速的运算放大器和卓著的构建技术可以扩展频率范围。此外，需采用精密电阻器以获得良好的结果。

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