如何为MAX77831的VIO引脚创建兼容的电源轨

建议如何为MAX77831的VIO引脚创建兼容的电源轨，可选择使用电阻分压器、齐纳二极管或TLV431电压基准IC。比较每个解决方案的成本、尺寸、功率损耗、其他优点和限制。

       介绍

图1.MAX77831典型应用电路

MAX77831为高效率、降压-升压稳压器，具有宽输入和输出范围，具有许多有用的特性。除了主输入电压外，它还需要一个 1.08V 至 2V 的电源来提供 VIO引脚，该电压设置数字引脚（EN、POKB/INTB、SCL 和 SDA）的逻辑电平。在使用MAX77831的I的系统中，这通常不是问题。2C 功能，因为兼容的电源轨应该已经存在，可以为 I 供电2C 主机微控制器。在不使用 I 的独立系统中2然而，这是使用MAX77831所需的额外电压轨。无法连接 VIO引脚直接连接到主输入IN引脚，因为IN引脚上的电压高于VIO引脚允许的最大电压 VIO（最大）2V。虽然内部稳压器在VL引脚上的电压是兼容的，但也不可能使用VL引脚为V供电IO引脚，因为存在有效的 VIO需要电压才能打开内部稳压器。因此，需要一个外部电路来为V供电。IO针。本应用笔记就如何为MAX77831的V创建兼容电压轨提供了一些建议。IO引脚来自单独的电源轨（如果系统中有）或主输入。

VIO负载电流

在开始之前，有必要知道V的负载电流是多少IO电源轨可以提供给MAX77831。当 I2未使用C接口，MAX77831预计从V吸收的最大电流为2μAIO针。还预计EN引脚和POKB / INTB引脚都连接到VIO轨。因此，这两个引脚的电流消耗也被考虑在内。对于EN引脚，有一个内部800kO下拉电阻。因此，当MAX1使能时，EN引脚消耗的电流约为35.2μA至5.77831μA，具体取决于VIO电源轨电压（1.08V 至 2V）。对于 POKB/INTB 引脚，推荐的上拉电阻连接到 VIO轨道是15kO。因此，当使用此功能时，从POKB/INTB引脚消耗的电流约为72μA至133μA，同样取决于VIO轨电压。因此，从V汲取的最大电流IO电源轨约为 75.35μA 至 137.83μA，具体取决于 VIO轨电压。如果应用使用不同的上拉电阻，则电流消耗为VIO铁路变更。大部分电流流向POKB/INTB引脚。因此，如果未使用 POKB/INTB 引脚（连接到 AGND），则 VIO最大电源电流约为 5μA本应用笔记的其余部分假设POKB/INTB与默认的15kO上拉电阻一起使用。

设计注意事项

对这个 V 的要求IO电源电压保持在MAX77831的V以内IO电压范围（1.08V至2V），与MAX77831从中消耗多少负载无关。本应用笔记介绍了实现此目标的三种常见电路选项（电阻分压器、齐纳二极管和TLV431基准电压源IC），并附有详细的设计程序。每个选项都有自己的优点和局限性。请注意，以下选项会导致 VIO有效 V 内的电压变化IO电压范围取决于工作条件。因此，POKB/INTB 逻辑高电平也因 V 而异IO电压。

选项 1：电阻分压器

图2.电阻分压器。

如果系统中有第二个电源轨，则最简单、最便宜、占用空间最小的选择是使用电阻分压器，如图2所示。只需计算电阻的比率，即可将第二个电源轨的电压降至 VIO-兼容电压（1.08V至2V）。请注意，电阻分压器具有高输出阻抗，输出电压在加载后立即开始下降。因此，在选择电阻值时，请确保满足以下条件：当电阻分压器提供满载电流时（有关V的预期负载电流，请参阅上一节IO轨），输出电压仍必须保持在最小V以上IO电压 VIO（分钟）1.08V. 通常，电阻值越小，随着负载的增加，压降越小，但同时电阻上的功率损耗增加。用此特定应用，当总电阻R返回页首+ R机器人约为20kO，功率损耗最小化，同时在满载时具有可接受的压降。预期的压降可以通过简单的电路分析（KVL、KCL、欧姆定律）或通过电路仿真来确定。

如果系统中没有单独的电源轨可用，则 VIO电源轨需要在主输入端创建，如果主输入端的电压变化不太大，电阻分压器可能仍然工作。对于一些利用MAX77831宽输入范围（2.5V至16V）的应用，情况可能并非如此。例如，一些使用MAX77831的应用具有2.7V至12V的宽输入范围，在这种情况下，电阻分压器肯定不起作用，因为固定比率电阻分压器不可能输出VIO-兼容电压（1.08V至2V），来自如此宽的输入电压范围。通常，输入电压范围越窄，电阻分压器工作的可能性就越高。

要检查电阻分压器是否适合特定的输入电压范围，请执行以下计算。还举例说明了最大输入电压 VIN（MAX） = 12V 和最小输入电压 VIN（MIN） = 7.6V 的应用。

将应用的VIN（MAX）分频与MAX77831 VIO（MAX） 2V分压，得到电阻分压比。
例如，电阻分压比 = VIN（MAX）/VIO（MAX） = 12V/2V = 6

将应用的 VIN（MIN） 除以计算的比率。如果结果大于VIO（MIN） 1.08V，则电阻分压器可能工作。否则，电阻分压器不是有效的选项。请参阅以下各节中推荐的其他选项。

例如，空载 VOUT，VIN（最小值） = VIN（最小值）/比率 = 7.6V/6 = 1.267V
由于它大于VIO（MIN）1.08V，因此通过了检查。

如果主输入的电压范围通过上述检查，则电阻分压器可能工作。剩余的不确定性再次来自电阻分压器的输出电压一旦负载电流增加就开始下降。目标是选择电阻分压器的电阻值，以便使用 V在（最大）并且从 V 空载IO轨道，VIO电源电压不超过VIO（最大），并带有 V在（分钟）并从 V 满载IO轨道，VIO电源电压不会低于 VIO（分钟）.与以前输入电压固定的情况相比，由于输入电压的变化，电阻分压器的输出电压变化增加了。因此，由于负载增加而允许的输出电压降现在更小，为了实现这一点，需要更小的电阻值，这意味着电阻上的功率损耗增加。一般而言，较宽的输入电压变化最终会导致电阻分压器上的功率损耗更高。

图3.组合 R机器人和 R负荷.

让我们继续以 V 为例在（最大）= 12V 和 V在（分钟）= 7.6V。让我们寻找电阻对 R返回页首和 R机器人使得 12V 输入在 V 无负载时IO轨，输出电压为VIO（最大）2V，7.6V输入满载V，VIO轨，输出电压为VIO（分钟）1.08V. 该电阻对代表最大合适的电阻值，因为任何较大的电阻值都会导致输出电压低于 VIO（分钟）输入为 V在（分钟）并在 V 上满载IO轨。根据前面的计算，确定电阻分压器的比率应为6。将其代入电阻分压器公式，第一个公式为：

VIN/VOUT = （RTOP + RBOT）/RBOT
6 = （RTOP + RBOT）/RBOT（公式 1）

满载时 VIN（MIN） 为 7.6V，目标输出电压为 VIO（MIN） 1.08V。如上一节所述，MAX77831在VIO（MIN） 1.08V时从VIO电源轨吸收约76μA电流。因此，此条件下的负载电阻为：

负载 = VIO（最小值）/ILOAD = 1.08V/75.35μA = 14.333kO

RBOT 和 RLOAD 是并行的。将这两个电阻组合在一起，得到一个有效的底部电阻 REFF （图 3）。使用相同的RTOP和新的有效底部电阻REFF，将整个电路视为不同的电阻分压器，输出电压为7.6V，VIO（MIN）为1.08V。将这些代入电阻分压器方程，第二个和第三个方程为：

VIN/VOUT NEW = （RTOP + REFF）/REFF
7.6V/1.08V = （RTOP + REFF）/REFF（公式 2）
REFF = （RBOT × RLOAD）/（RBOT + RLOAD）（公式 3）

这里有三个方程，有三个未知数。求解方程时，会出现以下结果：

RTOP = 14.864kO, RBOT = 2.973kO

使用这些电阻值，计算电阻分压器的功率损耗。输入电压为 V 时功率损耗最高在（最大）.无负载数代表MAX77831被禁用时的状态，实际上不从V吸收电流IO电源轨，而满载数代表MAX77831使能时的状态，POKB/INTB引脚输出逻辑低电平（正常工作信号）。

VIN（MAX） 12V 且空载时：

根据上面的计算，在这种情况下，VIO = 2V。功率损耗为：

PTOP = V2/R = （VIN - VIO）2/RTOP = （12V - 2V）2/14.846KO = 6.728mW
PBOT = V2/R = （VIO）2/RBOT = （2V）2/2.973KO = 1.345mW
PTOTAL = PTOP + PBOT = 6.728mW + 1.345mW = 8.073mW

在 VIN（最大值） 12V 和满负载时：

在这种情况下，通过求解以下公式来计算 VIO：

（VIN - VIO）/RTOP = VIO/RBOT + ILOAD
ILOAD = 2μA + VIO/800kO + VIO/15kO

插入 VIN = 12V，RTOP = 14.864kO，RBOT = 2.973kO，获得 VIO = 1.708V。接下来，计算功率损耗：

PTOP = V2/R = (VIN - VIO)2/RTOP = (12V - 1.708V)2/14.864KO = 7.126mW
PBOT = V2/R = (VIO)2/RBOT = (1.708V)2/2.973KO = 0.981mW
PTOTAL = PTOP + PBOT = 7.126mW + 0.981mW = 8.107mW

同样，该电阻对表示适用于电阻分压器的理论最大电阻。在实践中，选择标称值小于这些值的电阻，以实现更窄的VIO电压范围。但请记住，电阻越小，电阻分压器的功率损耗越高。因此，上面计算的功率损耗数是 V 的最低可能数IO电源解决方案采用电阻分压器，支持7.6V至12V输入电压范围。选择特定电阻器部件时，请注意电阻器封装的额定功率。

选项 2：带齐纳二极管的并联稳压器

图4.带齐纳二极管的并联稳压器。

如果应用具有较宽的输入电压范围，而电阻分压器不起作用，则并联稳压器是一个可行的选择。最简单的并联稳压器由电阻器和齐纳二极管组成（图 4）。齐纳二极管并联稳压器的工作原理是，当齐纳二极管处于反向击穿状态时，它可以在其端子上保持相对稳定的电压（在一定的反向电流范围内，齐纳电压根据流过齐纳二极管的反向电流量而变化）。

齐纳二极管具有许多不同的击穿电压，最低的击穿电压在1V至2V范围内，是V的完美候选者。IO电源电压。然而，与击穿电压较高的齐纳二极管相比，击穿电压小于5V的齐纳二极管在其工作范围内往往具有较大的电压变化，这种变化可能超过标称齐纳电压的100%。图5显示了齐纳二极管系列的击穿特性曲线示例。我们感兴趣的2V型号的齐纳电压从1μA时的小于10V到2mA时的约5.20V不等。因此，确保齐纳二极管偏置在MAX77831的V以内的工作点。IO电压范围。偏置电流由串联电阻R设定S.有一个适用于特定输入电压范围的理论电阻范围。让我们以相同的输入范围7.6V至12V为例来探索它。

图5.齐纳二极管击穿特性曲线示例。

首先，选择额定齐纳电压在1.08V至2V之间的齐纳二极管。从数据手册中获取其齐纳电流IZ与齐纳电压 V 的关系Z曲线。注意齐纳电压变化。变化越大，可接受的串联电阻范围越小。因此，选择电压变化相对较小的齐纳二极管。本例选择的型号是图2中的5V变体。从其 I-V 曲线，估计曲线的方程。该公式稍后用于计算齐纳二极管的工作点。Microsoft Excel是完成此任务的绝佳工具。只需选取一些均匀分布在原始 I-V 曲线上的点，将它们输入到 MS Excel 中，创建散点图，然后使用趋势线函数生成最佳拟合曲线并得到其方程。图6显示了所选2V齐纳二极管的I-V曲线的最佳拟合曲线，该曲线使用上述方法生成，公式为VZ= 1.6121 × （1000 × IZ)0.1497.

图6.齐纳二极管I-V曲线方程估计示例。

让我们计算 R 的理论最大值S.理论最大值RS受到齐纳电压不能低于V的要求的限制IO（分钟）.除了确定齐纳偏置电流外，该串联电阻还与并联稳压器可以提供的最大负载电流有关。R 越高S，负载能力越小。此外，具有一定的值或RS，输入电压越高，负载能力越强。因此，最大 RS应在 V 下输入电压计算在（分钟）和输出电压为 VIO（分钟）满负荷供电。流过 R 的电流量S是齐纳电流和负载电流的组合。根据齐纳二极管I-V特性方程，确定V时齐纳电流Z是 VIO（分钟）1.08V. 插头 VZ= 1.08V 至 VZ= 1.6121 × （1000 × IZ)0.1497并得到我Z= 68.85μA。

并且，电阻电流量为：

IR = IZ @ [VZ = VIO(MIN)] + [ILOAD(MAX) @ [VZ = VIO(MIN)] = 68.85µA + 75.35µA = 144.20µA

有了这个，最大RS可以使用欧姆定律确定。

RMAX = (VIN(MIN) - VIO(MIN))/IR = (7.6V - 1.08V)/144.20µA = 45.215kO

这表示适用于 R 的理论最大值S.任何更高的 R 值SV 中的结果IO电压降至 V 以下IO（分钟）1.08V （提供满载时，输入电压为 V在（分钟）7.6V。

接下来，计算 R 的理论最小值S.同样，最小值 RS受到齐纳电压不能超过V的要求的限制IO（最大）.因为更高的IZ产生更高的 VZ，在 I 的条件下执行计算Z最大化。因此，与前面的计算相反，R 的最小值S使用V的输入电压计算在（最大）和输出电压为 VIO（最大）空载供电。再次，确定我Z当 VZ是 VIO（最大）2V，插头 VZ= 2V 至 VZ= 1.6121 × （1000 × IZ)0.1497并得到我Z= 4.222mA.由于没有负载电流，电阻电流与V相同Z.

IR = IZ @ [VZ = VIO(MAX)] = 4.222mA

这样，可以使用欧姆定律确定最小 RS。

RMIN = (VIN(MAX) - VIO(MAX))/IR = (12V - 2V)/4.222mA = 2.369kO

到目前为止，确定串联电阻应在2.369kO和45.215kO之间，以确保该并联稳压器的输出电压保持在MAX77831的V范围内。IO电压范围。接下来，计算此解决方案的功率损耗。与电阻分压器解决方案一样，选择的电阻值越高，串联电阻和齐纳二极管的功率损耗越小。让我们用 R 计算功率损耗S= 45.215kO，这表示该解决方案在输入范围为7.6V至12V时的最大功率损耗，例如齐纳二极管。使用特定的串联电阻器时，输入电压越高，功率损耗越高。所以，在 V 处计算在（最大）例如 12V。同样，当MAX77831被禁用时，没有负载数代表条件，并且实际上不会从V吸收电流IO电源轨，而满载数代表MAX77831使能时的状态，POKB/INTB引脚输出逻辑低电平（正常工作信号）。

At VIN(MAX) 12V and no load:

首先，确定齐纳二极管的工作点。为此，求解涉及特定齐纳二极管的串联电阻和I-V特性的方程：

(VIN - VZ)/RS = IZ
VZ = 1.6121 × (1000 × IZ)0.1497

插入 V在= 12V 和 RS= 45.215kO，得到 VZ= 1.299V 和 IZ= 236.663μA.现在，计算功率损耗。

PR = V2/R = (VIN - VIO)2/RS = (12V - 1.299V)2/45.215kO = 2.533mW
PZ = VZ × IZ = VIO × IZ = 1.299V × 236.663µA = 307.425µW
PTOTAL = PR + PZ = 2.533mW + 307.425µW = 2.840mW

在VIN(MAX) 12V 和满负载：

同样，首先，通过求解以下公式来确定齐纳二极管的工作点：

(VIN - VZ)/RS = IZ + ILOAD
ILOAD = 2µA + VZ/800kµ + VZ/15kµ
VZ = 1.6121 × (1000 × IZ)0.1497

插入 VIN = 12V 和 RS= 45.215kO，得到 VZ= 1.218V 和 IZ= 153.737μA.现在，计算功率损耗。

PR = V2/R = (VIN - VIO)2/RS = (12V - 1.218V)2/45.215kO = 2.571mW
PZ = VZ × IZ = VIO × IZ = 1.218V × 153.737µA = 187.252µW
PTOTAL = PR + PZ = 2.571mW + 187.252µW = 2.758mW

上面计算的功率损耗数是 V 的最小可能数IO支持7.6V至12V输入电压范围的电源解决方案，使用并联稳压器和示例齐纳二极管。这些数字仅给出估计值，应针对不同的齐纳二极管重复计算。实际上，本例选择标称值小于45.215kO且在计算允许范围内的电阻，以允许容差。但请记住，电阻越小，并联稳压器的功率损耗就越高。选择特定电阻器和齐纳二极管器件时，请注意元件封装的额定功率。

选项 3：带 TLV431 电压基准 IC 的并联稳压器

图7.带 TLV431 的并联稳压器。

图8.带 TLV431 和电阻分压器的并联稳压器。

并联稳压器的另一种特点是更换齐纳二极管，改用 TLV431 基准电压源 IC（图 7）。与采用齐纳二极管的 IP 相比，TLV431 IC 提供更稳定的输出电压（变化为 1.5% 或更小），与偏置电流无关（在少量最小阴极电流（通常约为 50μA 之后），如图 9 所示。因此，与本应用笔记中介绍的前两个选项不同，其中 VIO电压根据工作条件而变化，使用 TLV431 可确保恒定的 VIO电压。TLV431 的基准电压为 1.24V。选择此项作为 VIO电压（如果需要最小化元件数量）（图 7）。如果不同的 VIO需要电压，可以在电路中增加一对电阻分压器以实现不同的VIO电压（图8）。

图9.示例 TLV431 I-V 特性曲线。

让我们再次使用相同的输入范围7.6V至12V再做一个例子。请记住，从前面的齐纳二极管示例中，串联电阻R有一个理论上限和下限S，受MAX77831的V限制IO电压范围 1.08V 至 2V。在TLV431的情况下，输出电压是恒定的。因此，R没有理论上的下限S（实际功率损耗除外）。但是，存在上限，因为 TLV431 具有保持基准电压 1.24V 的最小阴极电流要求。对于所选的特定 TLV431 IC，该值在数据手册中列为 80μA 最大值。最大 RS当MAX80从V吸收最大电流时，应确保至少有431μA电流流过TLV77831IO轨。V时的最大负载电流IO= 1.24V 为：

ILOAD = 2 µA + VIO/800kO + VIO/15kO = 2µA + 1.24V/800kO + 1.24V/15kO = 86.22µA

So, the total RS current at this condition is:

IR = ILOAD + IK(MIN) = 86.22µA + 166.22µA

With this, the maximum value for RS is:

RS = (VIN(MIN) - VIO)/IR = (7.6V - 1.24V)/166.22µA = 38.263KO

接下来，计算V处的功率损耗在（最大）12V，因为输入电压越高，功率损耗越高。

At VIN(MAX) 12V and no load:

PR = V2/R = (VIN - VIO)2/RS = (12V - 1.24V)2/38.263KO = 3.026mW

由于没有负载，流过 TLV431 的电流与电阻电流相同。

IK = IR = (VIN - VIO)/RS = 12V - 1.24V)/38.263kO = 281.212µA
PTLV431 = VKA × IK = VIO × IK = 1.24 × 281.212µA = 348.702µW
PTOTAL = PR + PTLV431 = 3.026mW + 348.702µW = 3.375mW

At VIN(MAX) 12V and full load:

PR = V2/R = (VIN - VIO)2/RS = (12V - 1.24V)2/38.263kO = 3.026mW
IK = IR - ILOAD = (VIN - VIO)/RS - ILOAD = (12V - 1.24V)/38.263KO - 86.22µA = 194.992µA
PTLV431 = VKA × IK = VIO × IK = 1.24V × 194.992µA = 241.790µW
PTOTAL = PR + PTLV431 = 3.026mW + 241.790µW = 3.268mW

同样，上面计算的功率损耗数是针对最大 RS，因此，它是 V 的最低可能功率损耗数IO采用带 TLV7 IC 的并联稳压器支持 6.12V 至 431V 输入电压范围的电源解决方案。实际上，本例选择标称值小于38.263kO的电阻，以允许容差。但请记住，电阻越小，并联稳压器的功率损耗就越高。选择特定电阻器和 TLV431 器件时，请注意元件封装的额定功率。

选择正确的选项

到目前为止，我们已经浏览了一些可用于 V 的简单选项IO供应，但如何决定搭配哪一个？让我们看下面的比较表。

 

选择	电阻器 分压器	并联稳压器 带齐纳二极管	并联稳压器 带 TLV431 IC
组件计数	2 个电阻器	1 个电阻器 + 1 个齐纳二极管	1 个电阻器 + 1 个 TLV431 （1.24V VIO) 3 个电阻器 + 1 个 TLV431（其他 VIO电压）
成本	最便宜：2 个电阻器的成本	不那么便宜：1 个电阻器的成本 + 约 4 美分	更贵：电阻器成本+约8美分
组件尺寸	最小：尺寸为 2 个 SMD 电阻器	不小：尺寸为 1 个 SMD 电阻器 + SOD523（1.2 毫米 x 0.8 毫米）	更大：SMD 电阻器的尺寸 + SOT323 （2mm x 1.25mm）
最小功率损耗（对于 V在7.6V至12V示例）	约8.1毫瓦*	约2.8毫瓦*	约3.3毫瓦*
其他注意事项	1. 仅在输入电压恒定或范围较窄的情况下工作。 2. VIO电压不是恒定的，根据条件而变化。	1. 适用于所有输入电压范围。 2. VIO电压不是恒定的，根据条件而变化。	1. 适用于所有输入电压范围。 2. VIO电压是恒定的。
* 功率损耗数值在很大程度上取决于输入电压范围和所选电阻值。执行计算以获取特定应用的实际功率损耗数。

 

如果应用具有恒定的输入电压或输入电压相对较窄，则最便宜且占位最小的选择是电阻分压器。如果应用程序需要常量 VIO电压，那么最好的选择是带有 TLV431 IC 的并联稳压器。否则，请使用带有齐纳二极管的并联稳压器。

结论

本应用笔记探讨了使用电阻分压器、齐纳二极管和TLV431 IC产生V的选项IO当I时为MAX77831提供电压2系统中不存在 C。每个选项都有其优点和局限性。除了讨论的选项之外，还有其他可用的选项，例如线性稳压器。但是，考虑到成本、尺寸和其他方面，除非系统中有其他元件也计划使用该电源轨，否则应为MAX77831的V提供专用线性稳压器。IO供应似乎矫枉过正，因此不推荐。

MAX77831为高效率（97%峰值）、降压-升压稳压器，具有宽输入电压范围（2.5V至16V）和宽输出电压范围（4.5V至15V，内部反馈为3.15V至18V，外部反馈为77831V至<>V）。它可以提供<>W的连续输出功率。它包含许多有用的功能，包括DVS，可编程电流限制，过流保护（OCP），过压保护（OVP），电源正常，输出有源放电等等。

审核编辑：郭婷