Lionel Wallace, Jason Fischer, and Benjamin Douts
能够实现高精度输出的可调高压电源可能很难构建。误差通常是由时间、温度和生产过程中的变化引起的。传统上用于反馈的电阻网络是常见的误差源。本文将介绍一种利用集成电路(IC)反馈路径的新颖设计。该电路适用于传感器偏置应用,与使用电阻网络进行反馈的设计相比,具有更高的精度、更低的漂移、更大的灵活性,甚至节省成本。
图1显示了构建可调高压偏置电路的传统方法。DAC用于产生控制电压,运算放大器用于提供增益。图1中的电路采用0 V至110 V控制电压提供~0 V至5 V的输出。
由于高压传感器通常具有很强的电容性,因此通常使用电阻(R2)将运算放大器输出与负载隔离,并避免潜在的稳定性问题。
图1.高电压、可调偏置电路的传统方法。
在某些情况下,这些电路工作得足够好。当需要更高的精度或更一致的长期性能时,利用IC来实现反馈可能是有益的。
IC反馈实现
图2所示电路的配置考虑了以下设计目标:
控制电压:0 V 至 5 V
输出电压可在 ~0 V 至 110 V 范围内调节
输出电流 >10 mA
初始精度为 ±0.1 % (典型值)
无需外部精密电阻
图2中的电路由三个主要部分组成:控制电压、积分器和反馈路径。反馈由集成电路提供,而不是前面描述的电阻网络。
控制电压输入范围为0 V至5 V。电路增益22提供~0 V(0 V × 22)至110 V(5 V × 22)的输出偏置电压。为了产生控制电压,选择了AD5683R。AD5683R是一款16位纳米DAC,内置2 ppm/°C基准电压源。选择5 V输出范围可使电路以~0.110 mV步长提供~1 V至68 V的偏置电压。®
对于积分器,选择了LTC6090。LTC®6090 是一款高电压运放,能够提供轨至轨输出并提供皮安级输入偏置电流。低输入偏置电流对于实现所需的高精度至关重要。此外,LTC6090通常提供>140 dB的开环增益,因此有限环路增益引起的系统误差被大大减小。
LTC6090 将反馈电压与控制电压进行比较,并对差值 (即误差) 进行积分,从而调节输出 (V偏见) 到所需的设定值。R1和C1形成的时间常数设定积分时间,不影响放大器精度,因此不需要精密元件。为了进行测试,将负载建模为11 kΩ电阻与2.2 μF电容并联。
图2.用于~0 V至110 V偏置的LTspice原理图。®
图3.LT1997-2 设计工具的屏幕截图,衰减 = 22。
LT1997-2 差动放大器为反馈环路提供了一个 22 (增益 = 0.4545...) 的衰减。实现 22 衰减所需的连接可通过使用 LTC1997-2 的在线计算器轻松确定。该工具的屏幕截图如图 3 所示。
LT1997-2 非常灵活,并允许多种增益 / 衰减组合。数据手册中提供了示例,评估板通过跳线可选设置支持多种增益组合。
图4.LT1997-2 评估板 (增益通过跳线和附加导线设定)。
测试设置
该电路采用LTspice建模,符合设计目标。通过使用以下评估板简化了硬件测试:
EVAL-AD5683R: AD5683R DAC评估板
DC1979A:LTC6090 140 V轨到轨输出运算放大器的演示板(针对测试进行了修改)
DC2551A-B:用于 LT1997 可配置精准放大器的演示板 (针对测试进行了修改)
DC2275A:LT8331升压、10 V ≤ V的演示板在≤ 48 V, 120 V外高达 80 mA 时
DC2354A:用于配置为负 V 的 LTC7149 降压转换器的演示板外;
3.5 V ≤ V在≤ 55 V;V外= –3.3 V/–5 V/可调至 –56 V,电流高达 4 A
产生控制电压
电路的控制电压使用AD5683R评估板设置。该板通过USB端口连接到运行ADI公司ACE(分析、控制、评估)软件的笔记本电脑。ACE提供一个简单的GUI,用于配置AD5683R和设置DAC输出电压。输出电压为高压偏置输出提供设定值。
图5.测试配置框图。
图6.AD5683R评估板的ACE接口截图。
直流精度
表 1 和图 7 中的测量结果是使用 Keysight 34460A 数字万用码在 24°C 环境温度下进行的。AD5683R评估板的输出校准至小数点后四位,并通过ADI公司的ACE软件进行控制。这些结果来自一组电路板,不代表最小/最大规格。
控制电压 (V) | 所需偏置电压 (V) | 测量偏置电压 (V) | 误差 (%) |
0.0000 | 0 | 0.0121 | – |
0.5000 | 11 | 11.004 | 0.036% |
1.0000 | 22 | 22.005 | 0.023% |
1.5000 | 33 | 33.005 | 0.015% |
2.0000 | 44 | 44.005 | 0.011% |
2.5000 | 55 | 55.007 | 0.013% |
3.0000 | 66 | 66.007 | 0.011% |
3.5000 | 77 | 77.008 | 0.010% |
4.0000 | 88 | 88.008 | 0.009% |
4.5000 | 99 | 99.010 | 0.010% |
5.0000 | 110 | 110.009 | 0.008% |
图7.输出电压误差与偏置电压的关系
请注意,低于~40 V输出时,误差主要由电路内的放大器失调决定。在低偏置电压下,失调幅度大于增益误差。在较高的偏置电压下,偏移百分比贡献较小,增益误差占主导地位。本文稍后将介绍错误分析,并提供更多详细信息。
交流响应
对各种电压的控制输入应用了阶跃功能。测量输出和反馈电压(见图8至图10)。请注意,偏置电压平滑地斜坡上升到所需值。
图8.阶跃响应(0 V至1 V控制输入)。
图9.阶跃响应(0 V至2.5 V控制输入)。
图10.阶跃响应(0 V至5 V控制输入)。
启动波形
观察了电源和信号的启动波形。这样做是为了确保不会无意中将高电压施加到偏置输出上。AD5683R提供从0 V开始的控制电压。随着电源的上升,在偏置输出端观察到~3 V的小毛刺。鉴于偏置输出的高电压特性,这被认为是可以接受的测试目的。
如果要在生产系统中使用该电路,建议对电源进行排序,以便首先施加控制电压,然后启动高压电源。该序列将避免在启动过程中偏置电压输出上出现高压尖峰的可能性。一个简单的模拟时序控制器(如ADM1186)可能就足以实现此功能。
图 11.启动波形—电源。
图 12.启动波形 - 信号。
测试设置的照片
LTC6090 评估板安装在 LT1997-2 评估板的底部。这些是唯一需要修改测试设置的电路板。DAC和电源评估板用于其库存配置,为简单起见,未显示。
图 13.LT1997-2 评估板,LTC6090 评估板安装在底部。
错误分析
执行了错误分析。电路中的主要误差源以及典型值和最大值如表2所示。
计算出110 V偏置输出时的最大误差为0.0382%或42 mV。这包括器件变化以及整个温度范围(–40°C至+125°C)范围内变化的所有误差。计算出110 V偏置输出时的典型误差为0.00839%,与测量结果(0.008%或9 mV)非常吻合。
关于电源的说明
测试期间使用的硬件由 ±5 V、24 V 和 120 V 电源供电。以下是有关如何选择这些电源轨的一些附加说明:
AD5R DAC需要5683 V电压。
为了实现DAC的5 V输出,电源电压可能必须设置为略高于5 V。即使是很小的负载也会限制最大输出值。更多信息请参见AD38R数据手册第15页的图5683。
–5 V用于允许LTC6090和LT1997-2在接近0 V的控制电压输入下工作。
LTC6090的输入共模范围限制为高于V–3 V。
为方便起见,LTC7149演示板用于产生–5 V电源轨。
LTC7149评估板能够提供高达4 A的输出。
该电路在–25 V时需要<5 mA电流。一个简单的电荷泵逆变器就足够了。以ADP5600为例。
LTC120的V+为6090 V。
虽然 LTC6090 提供了轨至轨输出,但重负载需要额外的 V+ 裕量。
24 V用作LT1997-2的正电源。
选择此电压以避免过顶操作。LT1997-2 的某些性能特征在 Over-The-Top 区域中会降低。
数据手册的最大误差* | ||||||||
误差 (%) | 误差(μV) | 误差 (nA) | 反馈节点误差 (μV) | 偏置节点误差 (mV) | 控制电压 = 1 V 时出错;输出 = 22 V (%) | 控制电压 = 5 V 时的误差;输出 = 110 V (%) | ||
LT1997-2 增益 | 0.008 | 0.0080 | 0.0080 | |||||
LT1997-2 电压失调 | 200 | 282 | 6.204 | 0.0282 | 0.0056 | |||
LT1997 IB抵消 | 10 | 227 | 4.994 | 0.0227 | 0.0045 | |||
LTC6090 失调 | 1000 | 1000 | 22 | 0.1000 | 0.0200 | |||
总误差 (%): | 0.1589 | 0.0382 |
数据手册中的典型误差** | ||||||||
误差 (%) | 误差(μV) | 误差 (nA) | 反馈节点误差 (μV) | 偏置节点误差 (mV) | 控制电压 = 1 V 时出错;输出 = 22 V (%) | 控制电压 = 5 V 时的误差;输出 = 110 V (%) | ||
LT1997-2 增益 | 0.001 | 0.00100 | 0.00100 | |||||
LT1997-2 电压失调 | 20 | 28.2 | 0.6204 | 0.00282 | 0.00056 | |||
LT1997 IB抵消 | 0.5 | 11.35 | 0.2497 | 0.00114 | 0.00023 | |||
LTC6090 失调 | 330 | 330 | 7.26 | 0.03300 | 0.00660 | |||
总误差 (%): | 0.03796 | 0.00839 |
*包括零件变化和全温度范围
**在 25°C 时
IC反馈与传统电阻网络反馈的比较
让我们比较一下图1所示传统方法与图2所示IC反馈方法的一些设计指标。为了进行比较,选择了LT1997-2 (见图14)作为反馈网络的IC。请注意,LT1997-2 中嵌入了高度匹配的精准电阻器。
图 14.LT1997-2 的框图。
分立电阻器 | LT1997-2 | 评论* | |
大小 | ✔ |
2×(3.1 毫米 × 1.6 毫米)与 (4 毫米 × 4 毫米) |
|
成本 | ✔✔✔ | 2 × ($0.11) 对比 $3.39 (~1k 价格) | |
电阻精度 | ✔✔ | 0.1% 对比 0.008% | |
温度漂移 | ✔✔ |
25 页/分钟/°C 对比 1 页/分钟/°C |
|
最大传感器电压 | ✔ | 200 V 对比 270 V |
金属膜电阻器网络 | LT1997-2 | 评论* | |
大小 | ✔✔ | (8.9 毫米× 3.5 毫米× 10.5 毫米)与(4 毫米× 4 毫米× 0.75 毫米) 电阻器为通孔,高度为 10.5 mm | |
成本 | ✔✔✔ | 22.33 美元与 3.76 美元(~500 片价格) | |
电阻精度 | 绑 | 绑 | 0.005% 对比 0.008% |
温度漂移 | 绑 | 绑 |
1.5 页/分钟/°C 对比 1 页/分钟/°C |
最大传感器电压 | ✔ | 350 V 对比 270 V |
硅基电阻器网络 | LT1997-2 | 评论* | |
大小 | ✔ |
(3.04 毫米 × 2.64 毫米)与 (4 毫米 × 4 毫米) |
|
成本 | ✔ |
$1.90 对比 $3.39 (~1k 价格) |
|
电阻精度 | ✔ | 0.035% 对比 0.008% | |
温度漂移 | 绑 | 绑 |
1 页/分钟/°C 对比 1 页/分钟/°C |
最大传感器电压 | ✔✔ | 80 V 对比 270 V |
虽然 LT1997-2 比两个片式电阻器贵得多,但它提供了更好的性能。与金属膜电阻器网络相比,LT1997-2 提供了尺寸和成本优势。与硅基电阻器网络相比,LT1997-2 在精度和工作电压方面具有优势。此外,与所有竞争解决方案相比,LT1997-2 内集成不同的电阻值是一个优势,如果需要,可通过外部跳线提供增益灵活性。
使用集成精密电阻的IC还有另一个优势,起初可能并不明显。放大器的求和结埋在器件内,不暴露在PCB上。这可以保护这些敏感节点免受不需要的输入。此外,在许多增益配置中,内部电阻从外部连接到地或输出。这避免了可能影响电路精度的泄漏路径。
结论
可调、高压、偏置电路传统上利用带有电阻网络的运算放大器进行反馈,以产生精密输出。虽然这种方法很容易理解,但实现精确、可重复的性能可能很困难。利用IC而不是电阻网络提供反馈可以提供更准确和一致的结果。
审核编辑:郭婷
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