源极接地放大电路参数讲解(2)

接上一篇

三放大电路参数

3.3 频率特性

仿真本电路的输出频率特性曲线。低频频率范围从0.1Hz~100KHz

从仿真结果看，电路放大倍数是9.56dB。之前仿真结果Vo/Vi=3，计算结果是20log(3)=9.54。二者基本一致。

上一篇文章提到C3和输入阻抗组成高通滤波器。高通滤波器的截止频率Fc是

C3=10uf，Zi=12.4K --> Fc=1.28Hz。

仿真结果和理论计算结果一致。信号降低3dB的点，频率也是1.286Hz

高频频率范围从50KHz到1GHz进行仿真。可以看出随着信号频率的升高，电路增益会下降。输出信号相位也会从180度（反向）慢慢过渡到0度（同相）。它的高频截止频率大约在7.7MHz。

在BJT中，有一个描述器件频率特性的参数--特征频率fT，它是交流放大倍数hfe=1时的频率。对于FET，没有类似的参数。通常是将gm下降3dB的频率点作为参考依据。

再复述一次gm的定义：BJT是以流过基极的电流Ib去控制集电极电流Ic，因此Ic与Ib的比值就是直流放大系数hFE。对于FET，是通过改变Vgs去控制Id。它们的比值称为跨导gm，它的单位是西门子[S]。

如果想改善放大电路的高频特性，选择具有高频特性优良的FET。另外放大电路设计时，PCB布局和走线要尽量短。使用大的地平面，减小GND的高频特性。

3.4 使输入电容变大的米勒效应

在FET内部的三个极之间存在寄生电容：CGD、CGS、CDS，通常它都是pf级别的。在FET的spec中，把CGD称为反馈电容Crss。把CGS电容称为Ciss。如下是SST201的spec

在源极放大电路中，主要是栅极-漏极极间电容CGD会带来问题。

假设栅极的交流输入电压是Vi，则漏极的输出电压为-Vi*Av（负号表示相位相反）。

因此CGD两端的电压为Vi-(-Vi Av)=Vi (1+Av)。

因为电源和地，对于交流信号而言是等效的。所以从交流信号Vi角度看，输入电容是CGD和CGS的并联。不过CGS两端的电压是Vi，CGD两端的电压是Vi*(1+Av)。因此当有Vi信号时，流过CGD两端的电流是流过CGS两端电流的(1+Av)倍。

从电容充电电流的角度看，源极接地放大电路的输入电容等效为：Cin=CGD(1+Av)+CGS

例如：使用SST201搭建的源极接地放大电路，它的Cin是

Cin=1.3（1+3）+4.5=9.7pf

这个输入电容影响电路的高频特性。为了获得良好的高频特性，选择Crss和Ciss小的元件。同时注意，电路放大倍数Av也影响高频特性。

3.5 如何提高放大倍数

之前章节提到源极接地放大电路的放大倍数是由Rd与Rs的比值决定。为了提高放大倍数，需要增大Rd或者减小Rs，不过这样会影响电路的直流电位。例如增大Rd，会导致漏极的直流电位显著减小（因为Rd自身的压降变大），导致最大输出幅度的下降或者削波。

为了在不影响电路直流电位的前提下，增大电路的放大倍数，需要对电路做修改。

如下是原始电路

方法一： 在Rs上并联一个R与C串联电路。对直流电源而言，R5和C5是开路，不影响电路的直流电位。对交流信号而言，Rs是R4和R5的并联，即Rs=6.67KΩ。整个电路的放大倍数Av=9.75

方法二： Rs拆分成2颗电阻，在第2颗电阻上并联电容。直流电平看到的Rd和Rs与原始电路一致。交流信号会从R4和C5那个路径流过。对交流信号而言Rs=R4，电路放大倍数Av=13

3.6 无限放大倍数

对上节方法一的电路进行仿真，它的放大倍数理论计算值Av=9.75（19.78dB），实际仿真结果是18dB（如下图）。之前原始电路的放大倍数是3倍（9.54dB），它的仿真波形在之前的文章中。通过仿真波形可以看到，方法一的确可以提高电路放大倍数。

将R5设置为0R，源极通过交流电容到地，这样Rs交流阻抗理论上是0，放大倍数是无限大。仿真结果看，实际的放大倍数是32dB。这是大多数JFET单管放大电路能够得到的最大增益（30 ~ 40dB）。通常BJT构成的单管放大电路最大增益可以做到40~60dB。因此用JFET构成的放大电路增益比BJT放大电路稍微低一些。