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1、驱动MOSFET
1.1、栅极驱动与基极驱动
传统的双极晶体管是电流驱动的器件，而MOSFET是电压驱动的器件。
图1.1示出了双极晶体管。必须在基极和发射极之间施加电流，以在集电极中产生电流。图1.2示出了MOSFET，当在栅极和源极端子之间施加电压时在漏极中产生电流。MOSFET的栅极由氧化硅层组成。由于栅极与源极是绝缘的，所以在栅极端子上施加直流电压理论上不会引起电流在栅极中流动，除了在栅极充电和放电的瞬态期间。在实践中，栅极会产生几毫微安量级的微小电流。当栅极端子和源极端子之间没有电压时，由于漏极-源极的阻抗非常高，除了漏电流之外，没有电流在漏极中流动。
1.2、MOSFET特性
MOSFET具有以下特性：
1、由于MOSFET是电压驱动器件，因此没有直流电流流入栅极。
2、为了让MOSFET导通，必须向栅极施加高于额定栅极阈值电压Vth的电压。
3、当处于稳定的开或关状态时，MOSFET栅极驱动基本上不消耗功率。
4、从驱动输出可以看出，MOSFET的栅源极电容随其内部状态的变化而变化。
MOSFET通常的工作频率范围从几kHz到几百kHz。栅极驱动功耗低是MOSFET的一个优点。
1.2.1、栅极电荷
可将MOSFET的栅极看作电容。图1.3所示为MOSFET中的不同电容。除非对栅极输入电容被充电，MOSFET的栅极电压不会增加，并且当MOSFET的栅极电压在达到栅极阈值电压Vth时，MOSFET才导通。MOSFET的栅极阈值电压Vth是指在源极和漏极之间产生导电通道所需的最小栅极偏置电压。
在考虑驱动电路和驱动电流时，MOSFET的栅极电荷Qg比其电容更重要。图1.4所示为提高栅极电压所需的栅极电荷参数的定义。
1.2.2、MOSFET栅极电荷的计算
在MOSFET导通期间，电流流向栅极，对栅极-源极和图1.4栅极电荷（阻性负载）栅极-漏极电容充电。图1.5显示了栅极电荷的测试电路。图1.6显示了当恒定电流施加到栅极时获得的栅极-源极电压随时间的变化曲线。由于栅极电流是恒定的，可以用时间乘以恒定的栅极电流IG，用栅极电荷Qg表示时间轴(栅极电荷的计算计算公式为Qg=IG×t）。
1.2.3、栅极充电机制
MOSFET的栅极在施加电压时开始积累电荷。图1.7显示了栅极充电电路和栅极充电波形。当MOSFET连接到感性负载时，它会影响与MOSFET并联的二极管的反向恢复电流以及MOSFET栅极电压。此处不作解释。
①、在t0 ~ t1期间，栅极驱动电路通过栅极串联电阻R对栅极-源极电容Cgs和栅极-漏极电容Cgd进行充电，直到栅极电压达到其阈值Vth。由于Cgs和Cgd并联充电，因此满足以下等式。栅极电压VGS计算公式为：
VGS(t)= VG(1-exp(-t/(R(Cgs+Cgd ))) (1)
因此，用Vth代替VGS(t1)，得到门延迟时间t1为：
t1=R(Cgs+Cgd)ln(VG /(VG-Vth))
这表示延迟时间t1与R（Cgs+Cgd）成比例。
②、在时间段t1至t2期间，VGS超过Vth，电流在漏极中流动，该电流最终成为主电流。Cgs和Cg在此期间继续充电。随着栅极电压增加，漏极电流增加。在t2处，栅极电压达到米勒平台电压。VGS(pl)×t2可以通过用VGS（pl）代替等式⑴中的VGS（t2）来计算。在时段t0至t1中，延迟时间t2与R(Cgs+Cgd）成比例。
t2 =R（Cgs+Cgd）ln（VG /（VG-VGS（pl）））
t2-t1=R(Cgs+Cgd）ln（（VG-Vth）/（VG-VGS（pl）））
由于漏极电流的存在，所以MOSFET会产生功率损耗。
③、在时段t2至t3期间，由于米勒效应的影响，MOSFET处于放大状态，VGS保持并恒定在VGS（pl）电压。栅极电压保持恒定（由于MOS的固有转移特性的存在）。当栅极电流持续流过MOSFET时，漏极电压在t3达到其导通电压（RDS（on）×ID）。由于栅极电压在该时段保持恒定，所以驱动电流流向Cgd，而不是Cgs。在此期间累积在Cgd（Qgd）中的电荷等于流过栅极电路的电流与电压下降时间（t3-t2）的乘积：
Qgd=(VG-VGS(pl))/R・(t3-t2)
因此, t3-t2=QgdRG/(VG-VGS(pl))
由于在此期间漏极电压持续下降，而漏极电流保持不变，因此MOSFET会产生功率损耗即开通损耗。
④、在时段t3至t4期间，栅极被充电至过饱和状态。Cgs和Cgd都会被充电，直到栅极电压（VGS）达到栅极电源电压。由于导通瞬态已经消失，因此MOSFET在此期间没有开关损耗，但是有导通损耗。
1.3、栅极驱动功率
MOSFET栅极驱动电路消耗的功率与其工作频率成比例增加。这部分主要介绍栅极驱动电路的功耗，如图1.8所示。
在图1.8中，栅极脉冲电压VG通过栅极电阻R1施加在MOSFET的栅极和源极之间。假设VGS从0V升至VG（图1.9中的10 V）。VG足以让MOSFET导通。MOSFET初始状态是关断的，当VGS从0V变为VG时导通。在该瞬态开关周期期间流动的栅极电流计算为：
iG=(VG-VGS)/RG
因此，栅源电压计算为VGS=VG-RG×IG。
栅极电荷Qg可以通过随时间变化的栅极电流ig的积分来计算。
Qg=∫ dt
导通期间，栅驱动提供的能量E为：
E=∫ × dt
其中，Vg为驱动电源电压。由于vg和ig随时间的积分是Qgp，
E=VG×Qgp
Qg和ig有如下关系:iG=dQg/dt。因此，一个MOSFET在其导通期间EG中栅极积累的能量计算如下：
栅极电荷是vGS 在整个Qg（从0到Qgp）范围内的积分,如图1.10所示。
驱动电源提供的能量减去栅极中积累的能量就是被栅极电阻器消耗能量。
在关断期间，栅极中积累的能量会被栅极电阻消耗掉。
每个开关周期消耗的能量E等于驱动电路提供的能量。可以通过E乘以开关频率fsw来计算栅极驱动电路PG的平均功耗：
栅极驱动电路PG的平均功耗也可用输入电容表示为PG=E×fsw=Ciss×(VG)2×fsw。然而，以这种方式计算的PG值与实际功率损耗有很大差异。这是因为Ciss包括具有米勒电容的栅极-漏极电容Cgd，并且是VDS的函数，还因为栅极-源极电容Cgs是VGS的函数。
2、MOSFET栅极驱动电路示例
MOSFET驱动电路的基本要求包括向栅极施加高于VTH电压的能力和对输入电容充分充电的驱动能力。本节描述一个N沟道MOSFET驱动电路的示例。
2.1、基本驱动电路
图2.1显示了一个基本的MOSFET驱动电路。在实际设计驱动电路时，必须考虑被驱动MOSFET的电容及其使用条件。
2.2、逻辑驱动
由于把MOSFET作为开关应用（负载开关）的需求日益增长，MOSFET仅在电路工作时在电路中提供导电路径，这样可以降低电子设备的功耗。目前，在许多应用中，MOSFET直接由一个逻辑电路或一个微控制器驱动。
2.3、 驱动电压转换
（1）、将驱动电压转换为15V
图2.3显示了用数字逻辑驱动MOSFET的示例。当MOSFET不能在5V下驱动时，该电路来提高驱动电压。R2与栅极电阻R3串联增加栅极驱动电阻，使MOSFET难以在饱和模式下驱动。这降低了MOSFET的开关速度，因此增加了开关损耗。相反，减小R2导致在MOSFET关断期间有较大的漏极电流ID流向驱动电路，增加驱动电路的功耗。
备注：MOSFET导通的驱动电压最好要大于12V，但最好不要超过±20V
(2）、推挽电路
图2.3所示电路的缺点是，提升驱动电压会增加驱动电路的功耗。这个问题可以通过增加一个推挽电路来解决，如图2.4所示。
当驱动MOSFET的电流不足时，也使用推挽电路。
2.4、半桥或全桥的高端驱动
图2.5展示了如何在半桥或全桥配置中使用MOSFET。为了接通上管Q1，必须向其栅极施加较高电压。
由于Q1的源极电压随着下管Q2的导通和关断而变化，所以不能让Q1和Q2的驱动电源共用一个地。
图2.5所示为一个使用高压器件和自举电路驱动高边器件的电路示例。开关频率是有限的，这取决于输出电容和电平转换器的损耗。
2.4.2、脉冲变压器驱动（绝缘开关）
脉冲变压器的使用无需单独的驱动电源。然而，它在驱动电路的功耗方面具有缺点。脉冲变压器有时用于将MOSFET与其驱动器隔离，以保护驱动电路免受MOSFET故障的影响。
图2.6显示了一个简单电路的例子。本电路中齐纳二极管的作用是快速复位脉冲变压器。图2.7所示的电路有一个额外的PNP晶体管，以提高开关性能。
图2.8所示电路有一个电容与一个脉冲变压器串联，以便在MOSFET关断期间向MOSFET施加反向偏置，从而提高开关速度。由于电容阻断了DC偏置，因此其还防止脉冲变压器达到饱和点。
2.4.3、使用光耦和浮动电源
光耦也可用于驱动MOSFET栅极。光耦输出需要单独的电源。若要使用光耦驱动半桥或全桥的高边，则需要一个浮动电源。应该注意光耦的速度和驱动能力。
3、MOSFET驱动电路的电源
3.1.变压器隔离电源
当使用MOSFET驱动由上下桥臂构成的H桥、三相逆变器或类似的电路时，上桥臂和下桥臂的电源必须彼此隔离。
图3.1显示了使用变压器的电源示例。
驱动MOSFET的下臂的电源可以共用。因此，H桥需要三个电源，而三相桥需要四个电源。
3.2.自举电路
由二极管和电容器组成的自举电路可以用来代替浮地电源。当MOSFET由逆变器或类似电路的上臂和下臂驱动时，可以在每个相中使用自举电容C，如图3.2所示，而不是浮置电源。最初，必须接通下臂中的器件以通过虚线的路径从下臂的电源对电容C充电。下臂MOSFET每次导通时，电容C通过该路径充电。由于上臂器件的占空比与电容C上存储的电荷量有一定的关系，因此上臂的占空比存在限制。与输出电压的情况一样，上臂的栅极电压波动使其对噪声敏感。因此，在设计上臂门电路时应谨慎。
3.3.电荷泵
电荷泵由振荡电路、二极管和电容组成。电荷泵每一级提升的电压存储在电容器中，如图3所示。当MOSFET由上下桥臂构成时，点荷泵可用于驱动高边。与自举电路不同，电荷泵对输出器件的占空比没有任何限制。
4. MOSFET驱动电路的注意事项
4.1. 栅极电压VGS条件的注意事项
VGS对于MOSFET栅极驱动非常重要。
MOSFET的导通阻抗在线性区域（在电压低于夹断电压）是比较低的。所以，对于开关的应用，可以通过在低VDS区域使用MOSFET来降低导通阻抗。
MOSFET的栅极电压VGS超过阈值电压Vth时导通，如图4.2。因此，VGS必须明显高于Vth。
VGS越高，RDS(ON)值越低。温度越高，RDS(ON)值越高（如图4.3）。
为了降低损耗，需要增加VGS的值，以便最大限度的降低导通阻抗（如图4.4）。但是，高VGS值会增大高频开关情况下驱动损耗对总损耗的比率。
因此，选择最佳的MOSFET和栅极驱动电压至关重要。对于东芝的很多MOSFET来说，栅极驱动电压最好是在10V以上（一般我们会选择12V及以上的栅极驱动电压）。东芝的产品系列中还包括VGS为4.5V的栅极驱动电压的功率MOSFET。
4.2. 栅极电压、峰值电流和驱动损耗
如第1.3节“栅极驱动功率”所述，在设计MOSFET驱动电路时，驱动损耗和对栅极输入电容充电的电流非常重要。由于Qg=∫ dt，开关周期内的平均栅极浪涌电流IG（rush）表示为：
iG(rush)=Qg/tsw
驱动器损耗可以下式计算：
PG =E×fsw=VG×Qgp×fsw
增加栅极电压可以降低RDS(ON)，从而降低稳态损耗。但是，由于Q=CV，增加栅极电压会增加Qg，从而增加栅极电流和驱动损耗。当MOSFET在轻负载下以高频开关时，栅极驱动损耗显著影响其总损耗。，这一点在设计驱动电路时应该注意。
4.3. 栅极电阻与开关特性
通常，MOSFET的栅极会连接一个限流电阻，其目的是为了抑制浪涌和减少振荡。较大的栅极电阻会降低MOSFET的开关速度。这会导致功率损耗增加、性能降低和潜在的发热问题。然而较小的栅极电阻提高了MOSFET的开关速度，这也使得MOSFET容易受到电压浪涌和振荡的影响，从而导致器件失效和损坏。因此，通过调节栅极电阻组织来优化MOSFET开关速度是很重要的。
栅极上升时间Tg与栅极电阻值Rg有如下关系：
Qg / tg = iG
RG = VG / iG
通过仿真，我们模拟了如图4.5所示电路的MOSFET的开关波形。为了模拟实际电路，在仿真电路中加入了导线杂散电感。输出振荡的大小和周期取决于杂散电感。
我们模拟得到如图4.5所示的电路的关断波形，将栅极电阻R3分别设置为欧姆1,10欧姆和50欧姆。图4.6显示了仿真结果。如上所述，降低栅极电阻值以提高振荡电压为代价提高MOSFET的开关速度。反过来，增加栅极电阻值会降低振荡电压，但会降低MOSFET的开关速度，从而增加其开关损耗。这是因为栅极电阻值和栅极电压限制了MOSFET的栅极充电电流。
4.4. 栅极驱动的注意事项
4.4.1. G-S极浪涌电压保护
在MOSFET的栅极和源极之间增加一个外置齐纳二极管可以有效地防止静电放电和栅极浪涌电压。需要注意，稳压二极管的电容可能会有轻微的不利影响。
4.4.2. 最佳栅极电阻
正如第4.3节“栅极电阻和开关特性”所讨论的，开关速度随栅极电阻值而变化。增加栅极电阻值会降低MOSFET的开关速度并增加其开关损耗。降低栅极电阻值可以提高MOSFET的开关速度，但由于导线杂散电感等因素的影响，可能会在漏极和源极之间产生浪涌电压。
因此，有必要选择最优的栅极电阻。有时，MOSFET的导通和关断使用不同的栅级电阻。图4.8展示了如何使用不同的栅极电阻进行导通和关断的示例。
4.4.3. 栅极故障预防
MOSFET有一个问题是其漏栅电容引起的寄生导通（自导通）现象。在关断时，在MOSFET的源极和漏极之间会产生很大的dv/dt。由此产生的电流通过漏极-栅极电容流向栅极。结果，在栅极电阻两端产生的压降提升了栅极电压。该电流计算为：
iDG = Cgd・dvDS / dt
图4.9展示了电流的路径。
如果dv/dt具有非常陡的斜率，则施加到MOSFET的栅极的电压将取决于栅极-源极电容与栅极-漏极电容的比值。如果出现这种情况，可能会出现自导通。在二极管反向恢复期间，当快速变化的电压施加到处于关断状态的MOSFET时，也可能发生自导通。
以下是防止自导通现象的三种方法：
（1）在栅极和源极之间增加一个电容
栅极和源极之间的电容吸收dv/dt引起的漏栅电流,如图4.10所示。由于栅源电容与MOSFET内部的Cgs并联，因此栅极电荷会增加。如果栅极电压是固定的，我们可以通过改变栅极电阻值来保持MOSFET的开关速度不变。但这会导致驱动功率的增加。
（2）增加米勒钳位电路
米勒钳位电路使用开关器件使MOSFET的栅极和源端之间短路。这可以通过在对应MOSFET的栅极和源端之间添加另一个MOSFET来实现。在图4.11中，如果电压低于预定义的米勒电压的电压，比较器提供逻辑高电平，使栅极和源极端子之间的MOSFET导通。这会使功率MOSFET的栅极-源极短路，并且抑制由通过反馈电容器Crss（米勒电容）和栅极电阻的电流引起的栅极电压的提升。
(3)使用负电压来提供栅极驱动电压，使得其将不超过Vth。这种方法需要负电源。
我们使用图4.12所示的电路模拟了一种自开通现象。自导通是由iDG（dv/dt电流）和栅极电阻引起的，并导致产生误导通。
在反向恢复模式下，如果Q2在电感负载电流回流到Q1的二极管时导通，电感电流流过Q2，导致相关的二极管关断。我们研究了在关断状态下向MOSFET施加高dv/dt电压时会发生什么。为了使自导通现象发生，在图4.12中只改变了与Q1相关的栅极电阻R4。
接下来，如图4.15所示，我们在MOSFET Q1的栅极和源端之间添加一个电容到如图4.12所示的电路中。该电容的目的是吸收栅极电流(Cgd•dVDS/dt)，以降低由于栅极电阻产生的栅极电压，从而降低自导通电压。
图4.16展示了改进后的波形。由于栅源电容的增加改变了MOSFET的开关时间，因此其电容和栅极电阻应一起调整。
以上数据来源：东芝MOSFET栅极驱动电路应用笔记
5.补充说明
栅极驱动电路下拉电阻的作用
如下图所示下来电阻R1的作用：
1、给电路提供泄放回路，确保MOSFET只处于两态（开/关）。
2、在一定程度上防止雷击和静电。
这个电阻与阈值电压有关。选取原则：太小的话，功耗会较大，同时也不利于MOSFET的导通；太大不利于防止雷击、浪涌。一般在10K-100K（典型值18K）之内，高压系统可以大一些、低压系统可以小一些。
审核编辑：黄飞
工商网监
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