PWM应用中的低电压反馈

就低电压高电流电源应用而言，开关式电源栅极驱动要求特别重要。由于几个 MOSFET 器件通常并联以满足特定设计的高电流规范要求，因此单一集成电路控制器与驱动器解决方案就变的不再可行。MOSFET 并联可降低漏极到源极的导通电阻，并减少传导损耗。但是，随着并联器件的增多，栅极充电的要求也迅速提高。由于 MOSFET 的内部阻抗大大低于驱动级，因此与驱动并联组合相关的大多数功率损耗，其形式都表现为控制器集成电路的散热。因此，许多单片解决方案的驱动级由于并联组合的关系都无法有效地满足更高的栅极充电要求。

为了解决该问题，业界近期提供了更多的高级 MOSFET 驱动器产品。许多新产品都包括大大高于单片解决方案所提供的驱动电流功能。驱动器集成电路放置得离 MOSFET栅极越近，更高的驱动电流驱动并联 MOSFET 的效率就越高。除了驱动电流增大外，现在的许多高级 MOSFET 驱动器还采用先进的技术以精确控制两个开关之间的计时，就好像同步降压应用中所采用的那样。

使用带有独立的 PWM 控制器的外部 MOSFET 驱动器，这有助于电源设计人员获得必需的灵活性，能够满足上述低电压、高电流电源转换器对高性能栅极驱动所提出的要求。由于现有的 PWM 控制器与驱动器品种丰富，因此采用上述方法所能实现的特性组合似乎无穷无尽。

随着输出电压接近低于 1V 电平，电源控制集成电路制造商推出了包括内部低电压参考的产品，以适应新情况的要求。但是，如果某位设计人员希望既采用高性能驱动器，又使用包括的内部参考高于反馈电压的 PWM，那该怎么办呢？换言之，调节输出电压为 1V 的情况通常都需要 1V 或更低的参考电压，由 PWM 内部误差信号放大器的同相输入提供。

应用电路(见图 1)提出了一种备用方法，可反馈低于 PWM 参考电压的输出电压。正常情况下，输出电压高于误差信号放大器的参考，因此 VOUT 与接地之间简单的电阻分压器会将调节电压设置在 PWM 误差信号放大器的同相输入的水平上。但是，当 VOUT 低于误差信号放大器参考电压时，反馈电压必须分压，而不是下降。分压意味着必须从另一个调节电压源添加一些额外的电压至反馈电压。

图 1  低电压同步降压反馈解决方案

UCC3803在引脚8上提供 4V 的内部电压参考。此外，在 PWM 误差信号放大器的同相输入上的内部电压为 VREF/2，或 2V。通过 R1 反馈 100% 的 VOUT，再通过 R2 反馈一部分 VREF，可在引脚2上对 UCC3803 反馈节点应用叠加的原理：

=×VREF + ×VOUT                   (1)

式(1)可简化表示为 R2与R1之比，得出：

=          (2)

就图 1 显示的应用电路而言，UCC3803 配置为电压模式操作，因此可适当选择第三类补偿方案。由于 R1 是控制环路补偿的一部分，因此必须先计算出该值，然后根据以下方程式选出 R2的值：

R2=×R1   (3)

举例来说，假设我们先定 R1为 1kΩ，而 VOUT 为 1V，那么我们就可根据方程式3计算得出 R2的值如下：

R2=×(1×103W)

    =2kΩ                   (4)

如果应用中 PWM 控制器不向集成电路外部提供参考电压，我们仍可应用上述技术，但还需要从其它调节源添加图 1 中 VREF所提供的额外电压。

选择采用带有集成驱动级的单一PWM控制器，还是考虑采用与PWM控制器分开的外部驱动器双芯片解决方案，有时很难说清楚。双芯片解决方案可实现性能增强的优势，但也必须进行认真比较，因为它相对造成成本增加，而且失去了单集成电路方法的简单性。不过，当低电压、高电流以及高频电源转换的最佳性能绝对必需时，我们选择哪种 PWM 控制器也就不必受限于误差信号放大器参考电压了。