改进的单级功率因数校正AC/DC变换器的拓扑综述

    摘要：单级功率因数校正(简称单级PFC)由于控制电路简单、成本低、功率密度高在中小功率场合得到了广泛的应用。但是，单级PFC中存在一些问题，如储能电容电压随输入电压和负载的变化而变化，在输入高压或轻载时，电容电压可能达到上千伏；变换器的效率低；开关损耗大等缺点。介绍了几种改进的拓扑结构以解决这些问题。

    关键词：功率因数校正；AC/DC变换器；单级

1 概述

为了减小对交流电网的谐波污染，国内外都制订了限制电流谐波的有关标准（如IEC1000-3-?2）。因此，要求交流输入电源必须采取措施降低电流谐波含量，提高功率因数。目前广泛采用的有源功率因数校正方法有两种，即两级PFC和单级PFC。两级PFC方案[1]如图1所示，将PFC级输出端与DC/DC变换器相串联，两级控制电路相互独立。

PFC级使输入电流跟随输入电压，使输入电流正弦化，提高功率因数，减少谐波含量。后接的DC/DC级实现输出电压的快速调节。由于采用两级结构，电路复杂，装置费用高，效率低。在小功率应用场合，两级PFC很不适用。因此，研究单级PFC及变换技术成为电力电子领域中的一项重要课题。

    单级PFC[2][3]将PFC级和DC/DC级组合在一起共用一个开关管和一套控制电路，同时实现对输入电流的整形和对输出电压的调节。它与两级方案不同的是，控制电路只调节输出电压，保证输出电压的稳定，在稳态时，占空比恒定，因此，要求PFC级的电流能自动跟随输入电压，虽然，单级PFC变换器的输入电流不是正弦波，PF值不如两级方案高，但由于IEC1000-3-2只对电流谐波含量有要求，对PF值没有严格的要求，单级PFC变换器的输入电流谐波足以满足IEC1000-3-2。而且由于采用单级结构，电路简单，成本低，功率密度高。

因此，单级PFC变换器在小功率场合得到了广泛的应用。本文主要对单级PFC的拓扑进行了分析，指出了存在的问题，介绍了几种改进的拓扑结构以解决这些问题。

2 单级隔离式Boost PFC电路的分析及存在的问题

典型的单级隔离式BoostPFC电路如图2所示，该拓扑是由升压型PFC级和正激式DC/DC变换器组合而成。有源开关S为共享开关，CB为缓冲电容。通过控制S的通断，电路同时实现对输入电流的整形和对输出电压的调节。

众所周知，电流断续模式（DCM）的Boost变换器，在固定占空比下电流自动跟随输入电压，因此，PFC级工作在DCM下可以得到较高的功率因数。但是，输入和输出电感电流的峰值较高，增加了有源开关的电流应力和开关损耗；变换器的效率低；另外电路需要一个更大的EMI滤波器。如果要求减小开关器件的电压、电流应力，那就需要PFC级工作在电流连续模式（CCM）下，同时可以提高整个变换器的效率并减小EMI。如在图2的a和b之间加一电感L1，可以使PFC级工作在CCM下。对于DC/DC变换器而言，为了提高变换器的效率，一般工作在CCM下，因此，占空比不随负载变化。当负载变轻时，输出功率减小，而PFC级输入功率同重载时一样，则充入储能电容的容量大于从储能电容抽走的能量，导致储能电容电压上升。为了保持输出电压一致，电压反馈环调节输出电压，使占空比减小，输入能量也相应减小，这个动态过程要到输入和输出功率平衡后才停止。负载减小带来的后果是直流总线电压明显上升，也就是电容电压明显上升，甚至达到上千伏。

    降低电容电压通常有两种方法：一种方法就是采用变频控制[4]，可以使电容电压低于450V，但是频率变化范围可能高达十倍，不利于磁性元件的优化设计；另一种就是采用变压器绕组实现负反馈。如果PFC级和DC/DC变换器都工作在CCM下，输出功率减小时，虽然占空比不变，但输入功率也会相应减小，抑制了储能电容电压的增加，它的效率是最高的，PF值有所降低，但是，很难找到一种拓扑完全工作在CCM下，设计上也相对复杂。串联单级PFC变换器的功率流图如图3所示，从图中可以看出，功率由输入传送到输出，经过了两次变换，效率低。

    因此，单级PFC变换器的主要问题是，在使输入电流谐波满足IEC1000-3-2和快速调节输出电压的同时，降低电容电压和提高效率；另外单级PFC变换器工作在硬开关状态时，开关器件承受的电压、电流应力高，因此，开关损耗很大。所以，人们提出了用变压器绕组实现负反馈，用软开关技术以及并联PFC等方法来降低电容电压，开关损耗和提高效率。下面介绍几种改进的拓扑以解决这些问题。

3 几种改进的拓扑介绍

3.1 单级并联PFC变换器[1][6][7]

如前所述，无论是单级还是两级结构，串联式拓扑结构的效率都较低。为了提高变换器的效率，人们提出了并联PFC方法。其基本思路如下：假设PF=1，PFC输入功率与输出功率关系如图4所

示，平均输入功率Pin的68％（P1）经过一次功率变换到达负载，32％的剩余功率（P2）为输入与输出功率在半个电网周期内的差，经过两次功率变换到达负载[1]。图5为该方法的功率流图，P2经过两次功率变换到达输出，其余部分P1经过一次功率变换达到输出，从而提高了电路效率，并且高于两级和串联单级变换器。

    典型的单级BoostPPFC变换器[1]如图6所示，电路在原带隔离变压器Boost拓扑结构中加入了D1，S5及Cb。电路工作时，当检测到输入功率（Pin）小于输出功率（P0）时，S5开通，Cb中的能量释放到输出，这部分能量为P2。当输入功率（Pin）大于输出功率（P0）时，S5关断，通过控制S1～S4使多出的能量存入Cb。因此，电路的控制要实现三个功能，即输入电流控制，输出电压控制和电容电压控制。这种PPFC变换器的主要优点是效率高。由于这三个被控量之间存在耦合关系，所以，控制电路复杂，控制器设计困难；另外，开关管数目多，成本较高，这些都是该变换器的主要缺点。因此，它适用于较大功率场合而不适用于小功率场合。于是文献[6]提出了一种单级反激PPFC变换器，如图7所示。

T1，S，D3，Cf，RL构成电路的主支路，T2及D2组成电路的辅助支路。储能电容CB通过D1充电到输入电压的峰值电压作为辅助支路的输入电压。由于两个并联反激支路同时工作，使用二极管D2和D3来防止这两个支路之间产生循环电流。该变换器由输入电压Vin和储能电容CB同时给负载提供能量。尽管输入电压Vin给负载提供大部分能量。但是，当输入电压很小时，负载的能量主要由储能电容CB提供。两个变压器可以在DCM或CCM下工作。对于小功率应用，为了提高效率，两个变压器都工作在DCM下。主支路与辅助支路之间的功率分配决定输入电流的谐波含量，而变压器T1及T2的电感值决定功率分配。所以，通过正确的设计变压器T1及T2的电感值可以使输入电流的谐波含量满足IEC1000-3-2的要求。该变换器仅用一个有源开关和一个控制环就可快速地调节输出电压。

    它的主要优点是结构简单、效率高、储能电容电压被箝位，电压值的大小等于输入电压的峰值，对功率开关管没有产生附加的电压应力。另外，在S开通时，由T1直接传递大部分能量到负载，降低了开关管的电流应力，提高了变换器的效率。它的主要缺点是元件数目多，成本较高。

3.2 用变压器绕组实现负反馈的单级PFC变换器

用变压器绕组实现负反馈的单级PFC变换器[8]如图8所示。N1为变压器耦合的绕组。

用变压器绕组N1实现负反馈来抑制电容电压Vc。当S开通时，Vc加在变压器的初级绕组Np，因此，绕组N1上的电压同Vc成正比。只有当输入整流后的电压大于N1上的电压时，电感LB上才有电流；S关断时，LB上的能量经过D1释放到CB。负载变化引起Vc变化，加在LB上的电压立刻变化，从而改变了输入电流和输入功率，有效地抑制了Vc的增长。但N1的加入降低了功率因数，增加了电流谐波含量。

在图8的A和B之间再增加一个绕组N2[3][7]，如图9所示。加绕组N2之后，在S关断时，加在电感LB上的反向电压为Vc和N2上的电压之和减去输入电压，减小了输入功率，从而进一步降低了Vc，同时，也提高了功率因数。N2的选取应该满足N1＋N2

如果要求更低限度地减小开关器件的电压、电流应力，那么在图8和图9中的二极管D2和绕组N1之间加入电感Lr，使输入电流工作在CCM下。Lr可以利用变压器漏感，也可以另外加一个电感[3]。

3.3 带低频辅助开关的单级PFC变换器[9]

用变压器附加绕组实现负反馈降低了电容电压，提高了效率。但同时降低了功率因数，增加了电流谐波含量。文献[9]针对这一不足提出了一种带低频辅助开关的单级PFC变换器，不仅有效地抑制了电容电压，提高了效率，同时还提高了功率因数，减少了电流谐波含量。

带低频辅助开关的CCM单级PFC变换器如图10所示，S为主开关，Sr为辅助开关。

辅助开关Sr的驱动波形如图11所示，当输入电压在零附近时，辅助开关Sr导通，使附加绕组N1短路，从而改善了输入电流的波形，减少了输入电流的谐波含量，提高了功率因数。

当输入电压大于某一值时，辅助开关管Sr关断；其余的工作情况与图8和图9相似。辅助开关Sr在输入电压很小时才导通工作，其余时间不工作。因此，流过Sr的电流很小，Sr的功率损耗很小。由图11知，辅助开关的工作频率为交流电源频率的两倍。故在整个工作期间，Sr的开关损耗很小。另外，辅助开关Sr的控制电路也很简单。由上述分析知，带低频辅助开关的单级PFC变换器减小了输入电流的谐波含量；提高了功率因数和效率；降低了电容电压。

辅助开关Sr也可以放在其他位置，得到不同的拓扑结构，如图12所示。图12(a)所示的电路使L1旁路，也就是说，输入电压在零附近时，导通开关Sr，使L1短路，电路工作在DCM下，从而增

加了输入电流，这种方法不能消除输入电流的死角。因此，与图10的电路相比，图12(a)的电路的输入电流的畸变更大。Sr另外一种实现方式如图12(b)所示，使L1和N1都旁路，也就是说，输入电压在零附近时，导通开关Sr，使L1和N1都短路。这种方法可以完全消除输入电流的死角，提高功率因数。但是，与图10的电路相比，图12(b)电路中的储能电容电压更高。因为，图12(b)电路有一小部分时间工作在DCM下。另外，该方法也可以应用在其他的DCM/CCM单级PFC变换器中，如图13所示的带低频辅助开关的DCM单级PFC变换器。

图12和图13

    3.4 带有源箝位和软开关的单级PFC变换器

单级隔离式PFC变换器与普通的DC/DC变换器相比有电压、电流应力高，损耗大的缺点。因此，采用有源箝位和软开关等先进技术来减小单级隔离式PFC变换器的开关损耗和电压应力。

带有源箝位和软开关的单级隔离式PFC变换器[10]如图14所示。S为主开关，Sa为辅助开关。Cc为箝位电容，CB为储能电容，Cr为开关S和Sa的寄生电容以及电路中其他的寄生电容之和。Boost单元工作在DCM下，保证有高的功率因数；为避免DCM有较高的电流应力，Flyback设计为CCM。采用有源箝位和软开关技术限制了开关的电压应力，再生了储存在变压器漏感中的能量，为主开关和辅助开关提供了软开关条件，减少了开关损耗，提高了变换器的效率。主开关与辅助开关用同一个控制/驱动电路，进一步提高了电路的实用性。

4 结语

单级PFC变换器由于具有电路简单，成本低，功率密度高的优点，而在中小功率场合得到了广泛的应用。通过分析单级PFC的拓扑结构，指出了它存在的一些问题，如储能电容电压随输入电压和负载的变化而变化，在输入高压或轻载时，电容电压可能达到上千伏；变换器的效率低；开关损耗大；有源开关的电压、电流应力高。而对用变压器绕组实现负反馈，用软开关技术，用低频辅助开关以及并联PFC等方法来降低电容电压，开关损耗，减少电流谐波含量和提高效率等问题进行了综述，并分析了几种改进拓扑的工作原理，比较了它们的优缺点。