MOSFET音频输出级的自偏压电路

　　·栅极阈值电压变化与VGS温度系数变化引起的MOSFET与双极管间相对温度系数的失配。

　　·输出器件与检测器件间耦合的延迟与衰减。

　　·驱动器工作在不同的温度。

　　·调整单个放大器偏压时存在误差。

　　·老化引起的阈值电压长期漂移。

　　鉴于上述原因，自然想用控制环来替代VBE放大器，前者基于偏置电流本身的反馈；而后者只是一种误差反馈。新设计由下列三部分构成；偏置电流检测器、隔离器和积分器，下面详细地介绍各个电路的工作原理(参见图1)。

　　偏流检测器

　　偏流检测器的目的是测相对于正常偏置的任何变化而不影响输出管的电流分配，也就是说，与输出到负载(RL)的电流无关。实现的方法是：检测输出级源电阻上电压，并将它们传送至由两个电流镜(分别是图1中T3、4和 T5、6晶体管对)构成的非线性网络。两个等参考电流通过R6和R8，提供给电流镜。由于每个源电阻上的电压分别增加了T3与T5的VBE偏移电压，因此它们所反映的电流将低于参数电流。

　　在准静态条件下，这个偏移电压使每个镜象仅反映了50%的参考电流。根据物理定律，偏移电压为18mV时满足该条件(在室温下)。考虑到R1与R2，该18mV定义了输出级的准静态电流，亦即若R1=R2=0.18Ω，它为100mA，为了保持这一条件，反射电流会相加在一起。再减R9提供的第三个参考电流。最后得到的差值IERR能告诉我们输出级是否处于偏置电流下，或低于、高于该偏置，因此IERR可用作反馈信号。

　　由于音乐信号具有高峰值/平均值比，平均信号电平(即使在最大音量下)处于偏流检测器的捕获范围之内，满功率的正弦波也不会造成任何差错，因为控制环在足够长的相对时间横跨捕获区，完成自己的工作。然而，一个大方波信号会将输出级持续地推到B类工作，不产生任何误差信号，使积分器处于不确定状态。

　　隔离器

　　为了避免栅极上(A与B节点)共模电压与差模电压间产生任何反向交互作用，在伺服环内合适地方应插入隔离器，将它放置在偏流检测器与积分器之间能极大地简化电路，因为积分器现在可将偏置电压用作电源。考虑到误差信号的双极性，需要两个光耦合器(U1、U2)，一个用作C3的充电，而另一个用作它的放电。它们都在低电流(＜1mA)工作。除了隔离的主要任务，它们还起到其它几个作用：首先掩盖了误差信号的微小偏差；其次减少了任何光隔离器在极低电流下的传输；最后，U1是通过R11供电的，同时受到LED D3的限制，使T3和T6的VCE接近于T4和T5的同一电平，防止了U1和U2同时通导。

　　积分器

　　MOSFET的偏压视实际使用的管子而定，通常在2V至10V间变化。为了应对这一范围，最终确定图1 所示的自动拓扑结构。积分器采用积分并联稳压器，不仅结构简单，而且有较高的精度，还显示出足够低(<2Ω)的动态输出阻抗，能满足来自驱动级AC电流的要求。为了排除高频处的交互作用，积分电容C3的取值应使伺服环的单位增益频率低于音频谱。通常在1Hz与10Hz之间，具体数值取决于光耦合器的传输比，D4的作用是在管子截止期间让C3放电，从而保护T7的栅极，想要可靠地工作；积分器输入端低漏电是至关重要的，因此D4应避免光照。稳压二级管D5额定值为最大可能偏压加上少量的余量，以适应特定设计的要求。倘若某个元件发生故障，或加以极端的测试信号，该二级管能保护输出级免受过大共模电流的损害。

　　精度要求

　　偏置电平对晶体管对的失配和参考电流是极其灵敏的。T3、T4、T5和 T6基极—发射极电压的匹配精度应分别在 0.5mV以内，选择低Vos 4晶体管器件，如MAT04或CA3086能满足这一要求。出于相同的理由，R6、R8与R9的匹配精度至少应在0.5%以内，等效发射极串联电阻亦应如此，而R7与R10的数值要略大于R4与R5。由于MAT04在基极与发射极之间设置有反向连接二极管，因此增加 Schottky二极管 D1和D2来保护它们。

　　结语

　　如果仔细地挑选输出器件，特别是互补对的跨导和输出电导，电路能取得预期的结果，例如，东芝出品的专用于线性应用的互补对：2SK1530和2SJ201。N沟道和P沟道的跨导极其匹配(在5%以内)，又有较高的Early电压(大于300V)使用的效果很好。此外，由于该电路是针对于偏置电路的，不会影响放大器的其它部分，因此可结合其它设计技术一起使用。