一种新型带无损缓冲双管串联单正激电路

一种新型带无损缓冲双管串联单正激电路  

摘要：详细介绍了电路的整个工作过程。给出了重要的定量关系式，为具体设计提供了依据。另外还讨论了实际应用中遇到的主要问题和注意事项。

关键词：正激变换器；无损缓冲；谐振

1    引言

    双管串联单正激电路在高频大功率变换器中是一种常用的主功率电路，该电路的优点是主功率管耐压低，成本低。缺点是主变（高频变压器）磁芯的磁化方向为单向的，比起桥式电路差一半。该电路一般应用在频率较高的场合，如果电路中不加无损缓冲电路，那么主功率管的开关损耗将因频率的升高而大幅增加，因而大大降低了整机的效率。本文将讨论一种实用的带无损缓冲双管串联单正激电路的工作过程。

2    工作原理

    电路如图1所示。缓冲网络由6个二极管D₁，D₂，D₃，D₄，D₅和D₆，一个缓冲电感L_S和两个缓冲电容C₁，C₂组成，其中C₁=C₂=C₀。由于缓冲网络中不存在电阻，因此该网络是无损的。图2给出了带无损缓冲电路的正激变换器的主要工作波形，C_S1，C_S2是开关管S₁，S₂的结电容，该变压器原副边匝比为n=N₁/N₂。

图 1    主 电 路

图 2    主 要 波 形

    在一个开关周期T_s中，该变换器有7种工作状态。在分析之前，作如下假设：所有开关管、二极管均为理想器件；滤波电感L_f足够大，在一个

    开关周期中，其中的电流基本保持不变，这样L_f和C_f以及负载电阻可以看成一个电流为I_o的恒流源。

    1）状态1[t₀－t₁]    在t₀时刻之前，开关管S₁，S₂上的电压为V_in/2，缓冲电容C₁，C₂上的电压为0V，缓冲电感L_s中的电流为零。在t₀时刻，开通S₁，S₂，其结电容上的能量C_s全部消耗在S₁，S₂内部，因此，S₁，S₂为硬开通，存在开通损耗，这种损耗是不可避免的。

    S₁，S₂开通后，变压器的原边电压为输入电压V_in，负载电流I_o流经整流二极管D₇。变压器初级励磁电流i_M，从I_M－开始线性上升，即

    i_M(t)=I_M－＋(t－t₀)

式中：L_M为变压器原边励磁电感；

      I_M－为负向最大励磁电流。

    变压器原边电流i_p为折算到原边的负载电流和励磁电流之和，即

    i_p=＋i_M(t)

    在这段时间里，V_in经过S₁，C₁，L_s，D₆，C₂与S₂形成回路并谐振工作。缓冲电感L_s中的电流与缓冲电容C₁，C₂上的电压分别为

    i_LS(t)=sinω(t－t₀)

    v_c1=v_c2=v_c(t)=[1－cosω(t－t₀)]

式中：ω=。

    T_r=2π是缓冲电感与缓冲电容的谐振周期。经过T_r/2，达到t₁时刻，缓冲电感中的电流为零，缓冲电容C₁,C₂上的电压上升为V_in，此后L_s中的电流反向，缓冲二极管D₆自然关断。

    在实际应用中，由于缓冲电感中的杂散电容的存在，使得缓冲电感内部电流、电压谐振转换过程继续进行，但由于D₅存在，缓冲电感中的残余能量将由D₅,C₁,Q₁,V_in迅速放掉。

    状态1的持续时间为

    t_0－1=t₁－t₀=T_r/2

    在这段时间里，缓冲电感中的最大电流为I_max=，S₁，S₂流过的电流为折算到原边的负载电流、励磁电流和缓冲电感电流之和，如果忽略励磁电流，那么S₁，S₂的最大电流为

    I_Qmax=I_O/n＋I_max

    2）状态2[t₁－t₂]    在此状态中，除了缓冲网络停止工作以外，其他的工作情况与状态1完全一样。t₂时刻，S₁，S₂关断。此时，励磁电流为

    i_M(t₂)=I_(M－)＋(t₂－t₀)

式中：t₂－t₀是S₁，S₂在一个开关周期内的导通时间t_on。

    3）状态3[t₂－t₃]    在t₂时刻，S₁，S₂关断，v_s1，v_s2由零开始逐渐上升，主变初级电压由V_in开始相应下降，整流管D₇仍然导通。由前面的分析知C₁，C₂上充有数值约为V_in的电压。当v_s2上升时，C₂上的电压通过D₃向V_in放电，放电的结果使得v_s2的上升速度减慢，因而使S₂关断过程的损耗下降，起到了缓冲的作用；同理，对于S₁而言，当v_s1上升时，C₁上的电压通过D₂向V_in放电，使S₁管的开关损耗下降。

    定量分析可以证明：S₂的管压降从零开始上升时，除了C_s2结电容对S₂有缓冲作用外，C₂对S₂的缓冲作用的结果相当于在C_s2上并联一个C₂电容所产生的缓冲效果，所不同的是如果直接在C_s2上并联C₂，则在S₂开通时，C₂上的能量将全部消耗在S₂上，而本缓冲电路则为完全无损。定量分析如下。

    如图3（a），设在t=0时，S₂由开通变成关断，v_s2=0，v_cs1=0，主变初级电流变化规律为i(t)，

则

    v_cs1=    (1)

    而对于图3（b），设在t=0时，v_s2=0，v_cs1=0，v_c2=E_c，流向C_s1的电流为i₁(t)，则流向C₂的电流为i(t)－i₁(t)，根据C₂的放电情况，C₂上的电压为

    v_c2==E_c－〔i(t)－i₁(t)〕dt    (2)

    C_s1上的电压为

    v_cs1=    (3)

    从图3（b）中可以看出，V_cs1=E_c－V_c2

(a)S₂关断瞬间    (b)C₂放电

图3    定量分量辅助电路图

    结合式（2）可得

    v_cs1=E_c－v_c2=〔i(t)－i₁(t)〕dt    (4)

    由式（3）及式（4）可得

    v_cs1=

由此可以看出C₂的缓冲作用，等价于在C_s1上并联了一只C₂电容，C₂越大，缓冲效果越好。

    在图2中，t₂－t₃时段主变原边电流为折算至原边的负载电流I₀/n和励磁电流i_M之和，忽略i_M，则有v_s2(t)=I₀(t－t₂)/n(C_s1＋C_s2)。

    4）状态4[t₃－t₄]    在t₃时刻，v_s1上升到超过V_in/2，同理可以分析出v_s1也上升到超过V_in/2；此时主变初级电压开始变为下正上负的极性，D₇承受反压截止，D₈导通续流。主变初级电流只剩下励磁电流i_M(t)。

    随着i_M(t)继续对C_s2充电。加在变压器原边绕组的电压反向逐渐增加。C_s2电压继续上升，直到t₄时刻，v_cs2=V_in，同时v_cs1=V_in，v_c1=v_c2=0。

    5）状态5[t₄－t₅]    在t₄时刻，箝位二极管D₁，D₄导通，将主变初级电压箝位在V_in水平，加在原边绕组的电压为－V_in，由于励磁电流的存在，原边绕组的能量通过D₁,D₄释放到电源V_in，此时，励磁电流的减少量为

    Δi_M=(t－t₄)

    6）状态6[t₅－t₆]    在t₅时刻，励磁电流为零，D₁，D₄关断，v_c1=v_c2=0。结电容C_s1,C_s2上的电压通过主变初级电感开始放电，励磁电流从零开始反方向增加，当结电容电压下降到V_in/2时，开关状态6结束。它的持续时间为

    t_5－6=t₆－t₅=T_M/4    T_M=2π

    此时励磁电流达到负向最大值为I_M－。

    7）状态7[t₆－t₇]    在此状态下，结电容电压v_cs1,v_cs2有继续下降的趋势，那么原边绕组电压将会为正，同样副边绕组电压也变成正，使整流二极管D₇导通，由于原边电流很小，不足以提供负载电流，因此续流二极管D₈继续导通。在这段时间里，D₇和D₈同时导通，将副边绕组箝位在零位，因此原边绕组电压也为零。

    在t₇时刻，开通S₁，S₂，开始下一个开关周期。

    由图2波形可以看出，当S₁，S₂开通时，E_c通过S₁，C₁，L_s，D₆，C₂，S₂形成谐振回路，使C₁，C₂充电为V_in，这一过程的持续时间为谐振半周期，它必须小于S₁，S₂的最大开通时间并留有足够的余量。流过L_s的最大谐振电流I_p=，这个电流将流经S₁，S₂，如果L_s选得过小或C₀选得过大，则过大的I_p将会造成主功率管的附加损耗增大。所以在选取L_s，C₀过程中，要求转换时间，比主功率管的最大开通时间小，以及对主功率管的电流附加值不大，在这一原则下，选取最大的C₀和最小的L_s，以获得最佳的缓冲效果和最低的成本。

3    结语

    上述电源电路是一种实用的高效率变换电路，要使它正常工作必须考虑以下因素：

    1）主电路开关周期特别是主功率管的最大开通时间必须远大于缓冲电路转换时间；

    2）缓冲电感必须足够大，使流过其中的峰值电流远小于开关管工作电流，以减轻开关管的附加损耗；

    3）适当选取缓冲电容容量，综合平衡缓冲电路转换时间，缓冲电感中的峰值电流以及缓冲效果之间的矛盾关系。