一种新颖的ZVZCSPWM全桥变换器

一种新颖的ZVZCSPWM全桥变换器  

摘要：提出了一种新颖的零电流零电压开关（ZCZVS）PWM全桥变换器，通过增加一个辅助电路的方法实现了变换器的软开关。与以往的ZCZVSPWM全桥变换器相比，所提出的新颖变换器具有电路结构简单、整机效率高以及电流环自适应调整等优点，这使得它特别适合高压大功率的应用场合。详细分析了该变换器的工作原理及电路设计，并在一台功率为4kW，工作频率为80kHz的通信用开关电源装置上得到了实验验证。

关键词：全桥变换器；零电压开关；零电流开关；软开关；脉宽调制

0    引言

    移相全桥零电压PWM软开关（PS-FB-ZVS）变换器与移相全桥零电压零电流PWM软开关（PS-FB-ZVZCS）变换器是目前国内外电源界研究的热门课题，并已得到了广泛的应用。在中小功率的场合，功率器件一般选用MOSFET，这是因为MOSFET的开关速度快，可以提高开关频率，采用ZVS方式，就可将开关损耗减小到较为理想的程度[1]。而在高压大功率的场合，IGBT更为合适。但IGBT的最大的缺点是具有较大的开关损耗，尤其是由于IGBT的“拖尾电流”特性，使得它即使工作在零电压情况下，关断损耗仍然较大，要想在ZVS方式下减少关断损耗，则必须加大IGBT的并联电容。然而由于轻载时ZVS很难实现（滞后臂的ZVS更难实现），因此ZVS方案对于IGBT来说并不理想。若采用常规的移相全桥软开关变换器，其优点是显而易见的，即功率开关器件电压、电流额定值小，功率变压器利用率高等，但是它们却也存在着各种各样的缺点：有的难以适用于大功率场合；有的要求很小的漏感；有的电路较为复杂且成本很高[2][3][4][5][6]。

    本文提出了一种新颖的ZVZCS PWM全桥变换器，它能有效地改进以往所提出的ZVZCS PWM全桥变换器的不足。这种变换器是在常规零电压PWM全桥变换器的次级增加了一个辅助电路，此辅助电路的优点在于没有有损元件和有源开关，且结构简单。次级整流二极管的电压应力与传统PWM全桥变换器相等，而ZCS具有最小的环路电流值。电流环能够根据负载的变化情况自动进行调整，从而保证了负载在较大范围内变化时变换器同样具有较高的效率。

1    工作原理

    该ZVZCS PWM全桥变换器主电路如图1所示。它是在传统的零电压PWM全桥变换器的次级增加了一个辅助电路，同时，该变换器还采用了移相控制方式。在图1中，S₁和S₃分别超前于S₄和S₂一个相位，称S₁和S₃组成的桥臂为超前臂，S₂和S₄组成的桥臂为滞后臂。C₁和C₃分别是S₁和S₃的外接电容。L_r是谐振电感，它包括了变压器的漏感。每个桥臂的两个功率管成180°互补导通，两个桥臂的导通角相差一个相位，即移相角，通过调节移相角的大小来调节输出电压。超前臂开关管实现零电压导通和关断的工作原理与ZVSPWM全桥变换器相同，而滞后臂开关管是通过辅助电路来实现零电流导通和关断的，由于输出电感的储能用来实现超前臂开关管的ZVS，所以可以用外接电容来减小开关损耗。通过对C_h放电，流过变压器的原边电流在谐振周期内减小到零，从而实现了滞后桥臂的ZCS。

图1    新 颖ZVZCS PWM全 桥 变 换 器 主 电 路 图

    为了便于分析变换器的稳定工作状态，而作如下假设：

    ——所有开关管、二极管、电容、电感均为理想元器件；

    ——输出滤波电感L_f足够大，在一个开关过程中可以等效为一个恒流源。

    在半个工作周期内，变换器有8种开关模态。因为，电流环能够根据负载的变化而作相应的调整，所以，这些开关模态在负载较轻的情况下变化很小。

1.1    变换器在满载条件下工作

    假定变换器工作在满载条件下，其各个模态的等效电路及主要波形图如图2和图3所示。

（a） 模 态1[t₀，t₁]    （b） 模 态2[t₁，t₂]    （c） 模 态3[t₂，t₃]

（d） 模 态4[t₃，t₄]    （e） 模 态5[t₄，t₅]    （f） 模 态6[t₅，t₆]

（g） 模 态7[t₆，t₇]    （h） 模 态8[t₇，t₈]

图2    各 个 开 关 模 态 的 等 效 电 路

图3    主 要 波 形 图

    1）开关模态1[t₀，t₁]    在t₀时刻，开关管S₁及S₄导通，输入电压V_s加到了变压器的漏感L_r上，原边电流i_p从零开始线性增加，在t₁时刻，电流i_p增加到与输出电感电流值相等。电流i_p的变化式如式（1）所示。

    i_p(t)=(V_s/L_r)t（1）

    2）开关模态2[t₁，t₂]    t₁时刻后，开关管S₁和S₄继续导通，输入功率传到了变压器的次级。辅助线圈的漏感L_lks与吸持电容C_h产生谐振，给C_h充电，C_h上的电压及电流可由式（2）及式（3）得到。

    v_ch(t)=[1－cos(ω_st)]（2）

    i_ch=－sin(ω_st)（3）

    V_H=（4）

式中：ω_s=；

      n=N₁/N₂；

      m=N₃/N₄。

    在t₂时刻，C_h上的电压达到最大值V_H，同时电流减小为零。为了防止二极管D_d在该工作模态下导通，C_h的最大电压值V_H应当设计得比输入电压反射到次级的电压V_s/n小。

    3）开关模态3[t₂，t₃]    当C_h的充电电流减小到零的时候，D_c零电流关断，C_h上的电压保持在V_H。原边电流仍被传递到输出端。

    4）开关模态4[t₃，t₄]    在t₃时刻，S₁关断，原边电流给电容C₁充电，使C₃放电，变压器原边电压v_AB开始线性下降，即

    vAB(_t)=V_s－t（5）

式中：I_o为输出电流；

      C_eq=C₁＋C₃。

    变压器的次级电压v_sec以相同的速率下降，直到t₄时刻其值与C_h上的电压值相等为止。

    5）开关模态5[t₄，t₅]    当v_sec下降到V_H时，二极管D_d导通，v_sec被箝位在C_h的电压值。变压器的原边电压v_AB还以与先前同样的速率下降到零，而v_sec则缓慢地下降。在该模态下，因为与原边电压相比，v_sec的下降非常缓慢，因此可以把v_sec看作常数。变压器次级电压反射到初级上的电压值和初级电压值之差加在了谐振电感Lr上，变压器原边电流和电压分别按式（6）及式（7）规律下降。

    i_p(t)=cos(ω_bt)（6）

    v_AB(t)=nV_H－sin(ω_bt)（7）

式中：ω_b=。

    到t₅时刻，C₃上的电量被完全释放，C₃电压下降到零，同时开关管S₃零电压导通。原边电压v_AB也下降到零。

    6）开关模态6[t₅，t₆]    该模态下，变压器次级电压反射到初级上的电压加到了变压器的漏感上，原边电流以更快的速率下降到零。

图4    C_h不同最大电压值VH对应的ZVS范围

    i_p(t)=cos(ω_bt_m5)－sin(ω_ct)（8）

式中：ω_c=；

      t_m5=t₅－t₄；

      Z_c=。

    变压器次级电压按式（9）规律下降。

    v_sec(t)=V_Hcos(ω_ct)（9）

    7）开关模态7[t₆，t₇]    原边电流复位，整流二极管关断。电容C_h通过D_d放电，向负载提供电流。变压器次级电压按式(10)规律下降到零。

    v_sec(t)=V_Hcos(ωctm6)－t（10）

式中：t_m6=t₆－t₅。

    8）开关模态8[t₇，t₈]    C_h完全放电，输出感应电流通过续流二极管D_f续流。在t₈时刻，开关管S₄的驱动脉冲下降为零，S₄零电流关断。

1.2    变换器在轻载条件下工作

    假定变换器工作在轻载条件下，随着负载电流的降低，C_h在模态7时不能完全放电，其上电流在t₁₀时刻以前连续地提供给负载，其电压的最大值与最小值之间的差值可通过对自身的放电电流积分来获得，如式（11）所示。

    =I_Ch(t)dt≌(1－D)（11）

式中：T_s为开关周期。

    由式（11）可以看出，在带轻载的条件下，式（3）所表示的C_h上的电流产生如下变化。

    i_Ch(t)=－()sin(ω_ct)

    ?≌－(1－D)sin(ω_ct)（12）

    从式（12）可以看出，环路电流对吸持电容的充放电随着负载电流的降低而降低，也就是说电流环可根据负载的情况自动进行调整。

2    电路设计

2.1    超前臂的ZVS条件

    为了实现超前臂的ZVS，开关电压应当在死区时间内下降到零，即：

    t_dead>t_m4＋t_m5（13）

式中：

    t_m4=t₄－t₃=nC_eq（14）

    t_m5=t₅－t₄=arcsin=arcsin（15）

    从式（15）可以看出，保证开关管实现ZVS的最小电流可由式（16）得到。

    =n₂V_H（16）

    不同的吸持电容C_h数值与最大电压值V_H所对应的ZVS范围如图4所示。开关管超前臂的关断损耗可通过给IGBT增加外接缓冲电容来减小。从图4还可以看出大电容C_eq对ZVS范围的限制。因此，C_eq的选择应综合考虑ZVS范围和超前臂的开关关断损耗。

2.2    滞后臂的ZCS条件

    吸持电容的归一化值如式（17）所示。

    C_hⁿ=（17）

    图5所示为吸持电容不同归一化值所对应的原边电流的复位情况。为了实现滞后臂的ZCS，C_h的能量应该足够大，从而通过L_r使原边电流复位，且原边电流应当在滞后臂关断之前减小到

    图5不同归一化C_h值对应的原边电流的复位零。从式（11）、式（12）、式（15）、式（16）、式（17）可得到式（18）。

    arcsin(1－D)（18）

    从式（18）和图5可以看出，为了确保ZCS，应当增加C_h或V_H的值。但是，V_H的最大值不能高于输入电压反射到次级的电压V_s/n；同样，大电容C_h增大了环路电流，而环路电流又通过C_h间接加到了负载。综合考虑，软开关在变换器功耗方面的效果不仅与开关损耗的减小有关，还与由软开关引起的附加导通损耗有关。为了获得预期的效率，要求在设计时C_h的值取得越小越好，从而使附加导通损耗最小化。

图5    不同归一化C_h值对应的原边电流的复位

2.3    输出耦合电感

    为了保证辅助电路二极管D_c的软变换，输出耦合电感的漏感L_lks应当满足式（19）。

    L_lks<（19）

式中：D_min为最小占空比。

    给C_h充电的谐振电流也耦合到了输出电感电流中，从而增加了输出电容的电流纹波。因此，L_lks应当在满足式（19）的条件下尽量取大，以减小谐波电流的有效值。

3    实验结果

    为了验证ZVZCS PWM全桥变换器的工作原理和性能，在实验室完成了一台80V/50A，80kHz的样机，其电路如图6所示，参数如下：

图6    样机电路原理图

    输入直流电压V_s=630（1±10％）V；

    输出直流电压V_o=80V；

    变压器原副边匝比N₁∶N₂=5.33，变压器原边漏感L_r=9μH；

    输出滤波电容C_o=10000μF(电解电容)；

    输出滤波电感L_f=20μH，N₃∶N₄=1.12，漏感L_lks=1.8μH；

    开关管S₁～S₄(IGBT)    IRGPH50KK2(1200V，30A)；

    输出整流二极管D_c，D_d，D_f，D_rec    C60P40FE(400V，60A)；

    C₁=C₃=1nF；

    C_h=0.47μF(电解电容)；

    R=30Ω，C=2.2nF，C′=6.6nF；

    开关频率f=80kHz。

    图7给出了实验波形。从图7（a）可以看出，在谐振周期内，原边电流减小到零，从而消除了原边的拖尾电流。从图7（c）可以看出，通过S4的电流在驱动脉冲下降为零之前已经减小到零，从而S₄实现零电流关断。从图7（d）可以看出，在死区时间内，S₁的电压减小到零，从而S₁实现零电压导通。从图7（e）和（f）可以看出，在一个谐振周期内，C_h在满载时完全放电，而在轻载时却没有完全放电，使得环路电流根据负载条件变化作适应性调整。

    图8给出了根据原理样机得到的效率曲线。满载时效率最高，达到94％。

(a)    变压器原边电压和电流的波形

(b)    变压器次级电压和吸持电容电压波形

(c)    滞后臂S₄的零电流关断波形

(d)    超前臂S₁的零电压导通波形

(e)    满载时吸持电容上的电压电流波形

(f)    25％负载时吸持电容上的电压电流波形

图7    实验波形

图8    原理样机效率曲线

4    结语

    本文提出了一种新颖的ZVZCS PWM全桥变换器，并具体分析了它的工作原理、电路设计及性能。最后通过一台4kW的原理样机的试验结果，证明了该变换器具有以下主要优点：

    ——所采用的辅助电路无有源开关；

    ——次级整流二极管具有与传统的全桥PWM变换器相同的电压应力值；

    ——对吸持电容充放电的环路电流可根据负载的变化进行自适应调整；

    ——辅助电路二极管D_c实现了软变换；

    ——能够使变换器在开关频率为80kHz且满载时效率高达94％。