反激变换器副边同步整流控制器STSR3应用电路详解（1）

反激变换器副边同步整流控制器STSR3应用电路详解（1）

摘要：为大幅度提高小功率反激开关电源的整机效率，可选用副边同步整流技术取代原肖特基二极管整流器。它是提高低压直流输出开关稳压电源性能的最有效方法之一。

关键词：反激变换器；副边同步整流控制器STSR3；高效率变换器

1    概述

    本文给出ST公司2003年新推出的开关电源IC产品STSR3应用电路分析。它是反激变换器副边同步整流控制器，具有数字控制的智能IC驱动器。采用STSR3作同步整流控制芯片的反激变换器基本电路简化结构见图1。STSR3的内部功能方框见图2，其引脚排列见图3。

图1    STSR3典型应用电路简化示意图

图2    STSR3内部功能方框图

图3    STSR3各引脚排列图

    STSR3智能驱动器IC可提供大电流输出，以正常地驱动副边的功率MOSFET，使之作为大电流输出的高效率反激变换器中的同步整流器。根据取自隔离变压器副边的一个同步时钟输入，IC产生一个驱动信号，它具有与原边PWM信号相关的死区时间设置。

    在原边开关导通时，IC的工作可防止副边发生错误状态，它提供预期的输出截止状态。这个智能的功能实现了快速的逐周逻辑控制机制，它是建立在高频振荡器由时钟脉冲信号来同步。该项预置可由IC外部元件来调节。

    经传感检测同步整流器的源极—漏极电压脉冲。这个特殊的禁止功能可以关闭驱动输出，因此当有必要时即刻关掉它。该特性使电源能工作在非连续导通模式下，及避免与变换器并联工作的同步整流器反向导通。

    STSR3允许开关电源工作在非连续模式PWM，连续模式PWM，以及在准谐振状态的反激变换器，均能实现同步整流任务。

    STSR3的封装如图3所示的SO-8片状部件，各引脚的符号与功能概述如下：

    脚1    N/C，它并不接内电路；

    脚2    V_CC，供电输入4～5.5V；

    脚3    SET_ANT，设置预期的关断输出；

    脚4    CK，为IC工作的同步信号；

    脚5    INHIBT，接非连续模式检测器；

    脚6    SGLGND，所有控制逻辑信号的基准地线；

    脚7    OUT_GATE，输出去MOSFET栅极驱动；

    脚8    PWRGND，功率信号的基准地电平。

2    STSR3的应用电路分析

    STSR3同步整流器控制器具体应用于一种90W笔记本电脑稳压电源的实际电路见图4，其直流输出为＋19V，4.74A。开关电源是反激式变换器，原边主芯片采用复合PFC/PWM新品CM6805。图4中给出了详细的阻容数值。下面分别介绍STSR3在电路设计上的一些特点。

图4    采用STSR3作副边同步整流控制器的实际应用电路图之一

2.1    IC供电V_cc和欠压闭锁输出

    STSR3的V_cc供电范围是4～5.5V，其内部有一个齐纳二极管限制最大的供电电压为5?8V。需要外接一只100nF瓷介电容器连在脚2（V_cc）与脚6（SGLGND）之间，以确保稳定供电。该高频电容器应尽量紧靠芯片。而用另一只100nF瓷介电容器接在脚2（V_cc）与脚8（PWMGND）之间。欠压闭锁输出特性保证了正常的起动，避免了万一在V_cc过低时不希望的驱动工作状态。V_cc电压也供给输出端驱动器，因此最大的驱动电压设在5.5V，所以推荐用逻辑栅极门限电平的MOSFET。

2.2    同步工作状态

    STSR3具有一种革新的特性，即内在设计使STSR3能工作在副边没有任何来自原边的同步信号条件下。STSR3的同步是直接从副边获得的，它利用同步开关管MOSFET两端上施加的电压脉冲，作为开关转换的传递信息。图2中同步信号从脚4（CK）输入，芯片内部的门限电平设置在2.6V。在CK的输入端接一个峰值检波器，该单元电路能够辨别原边MOSFET开关转换感应信号以及之后出现的正弦波形。它由非连续模式工作或者谐振复位形态引起，如图5之中的死区时间内波形所示。

(a)    峰值检波器输入

(b)    峰值检波器输出

图5    非连续模式DCM工作波形

2.3    连续导通模式

    当反激变换器工作在连续导通模式（CCM）时，在同步MOSFET开关管源极与漏极之间的电压脉冲已变为矩形波状，如图6所示。该电压可以用两种不同的方式加到芯片脚CK上：一是用图7中的电阻分压器方法；二是用图8中的一只二极管和拉住电阻器方法。在大多数情况下，当同步MOSFETA管关断截止时，在电压脉冲波形上会出现一个尖峰信号。在芯片脚CK输入端，必须先消除这一尖峰电压，以避免导致虚假同步触发。在采用电阻分压器R₁及R₂时，可再增加一只C₁高频小电容器来消除尖峰电压突起，如图7所示。

图6    连续导通模式（CCM）波形

图7    用电阻分压器的同步电路

图8    用二极管D₁和R₁给脚4（CK）脉冲输入

    反激变换器用于电信的一个典型例子，就是直流输入电压具有1：2的可变性范围，典型值为36～72V。因此，副边绕组电压也有1：2的可变范围。那么在36V输入时，由分压电阻器可计算出在脚CK的电压约为2?8V；而当直流输入为72V时，则脚CK电压达到5?6V。即使该值高于脚CK的最大电压也是可以接受的，因为它限制了流入该脚的电流为10mA。

    电容器C₁的数值取决于同步MOSFET管关断尖峰的幅度，并随R₁的数值而变化。为了减小因R₁和C₁两者引起的延迟，应选用最小的电容值。

    在用电源适配器的反激变换器时，其电网输入工作电压为AC85～270V，它的可变范围是1：3。在电网输入电压最低时，必须保证脚CK的电压为2.8V；因此当电网输入电压为最高值时，电压将达到8.9V，或者更高些。该电压值超过了器件允许的最大值。如果通过R₁限制流入脚CK的电流值，使之低于脚CK允许的最大电流值，那么芯片仍然可以正常地工作。否则，必须加接二极管D₁，以保护芯片不受损。

    图8给出了用二极管D₁和R₁拉住电阻器的同步电路图，用这种电路不存在关断尖峰和脚CK最高电压的问题。由于同步整流器的漏极电压出现振铃，故该电路不能在非连续状态下正常工作。

    通过增设一只NPN晶体管接在脚CK与脚SGLGND之间，如图9所示，用一只二极管和拉住电阻器去同步STSR3的关断电路，用Q1和R2接法来等效于电阻分压器电路，可以容易地关断STSR3。当图9中信号“OFF”为高电平时，该三极管导通，迫使脚CK降到地电平。在这种条件下，OUT_GATE脚将变为低电平状态，从而关断同步MOSFET开关管。

图9    芯片增设的外部关闭电路

2.4    非连续导通模式

    正如前面图5所示，在非连续模式工作状态下，当检测原边开关转换信号时，可能会存在一些问题。芯片内部的峰值检波器，只能确定脚CK达到的峰值，而忽略其他所有较低值的信号。查看图5可知，应确保开关转换波形与正弦波之间最小的电压差为V₁=400mV时，也能让峰值检波器正常地工作。正像前面的叙述中提到的，如果输入电压可变范围大于1：2，那么就必须增加二极管D₁，来箝位脚CK上的电压。在这种条件下，无论是开关转换波形，还是正弦波形都被箝位，使峰值检波器不能正确工作，则易产生如图10所示STSR3错误触发时的驱动脉冲波形。这时若采用一个如图11中所示的外部峰值检波器电路，就能解决问题，使芯片在连续或非连续模式下均能正确工作。

(a)    峰值检波器输入

(b)    峰值检波器输出

图10    错误箝位的异常驱动输出

图11    外部加设的峰值检波器电路

2.5    外部峰值检测器

    当输入电压可变范围高于1：2时，可用图11外峰值钟检测器，取代前面图7中电路，以保证STSR3在非连续或连续导通模式下均正确工作，它向脚CK供纯净的矩形波。

    R₂₀是一只拉住电阻器，当同步整流MOSFET导通或者它的体二极管导通时，图11中V₁电压值是低电平。当MOSFET截止时（对应于原边的开关时间），电压V₁在5V值。图11中的R₂₂和C₁₀构成一个低通滤波器，甚至当振铃脉冲几乎为零值时（见图12中波形），它也能具备正确的同步信号。但是，R₂₂和C₁₀又会引起不希望的延迟时间，所以，再增加R₂₁和C₉组合电路，就能在快速开关转换时减小该延迟。ST公司的逻辑器件74V1T70可消除噪声，防止它误触发STSR3内部的峰值检波器。在后面的叙述中会给出该电路的建议值。

图12    当振铃电压接近零值时可能会引起IC错误触发

2.6    禁止工作电路

    在二极管整流与同步整流之间存在着一种差异，即MOSFET导通时电流可能双向流动，而二极管导通时电流只呈单方向。在非连续模式用二极管整流时，当电感器的电流降到零值，它也不能反向流动，若用MOSFET做整流器，当电感电流降到零，它将继续减小变为负值，并从同步MOSFET漏极流向源极。在这种条件下，变换器好像就工作在连续模式。

    若需工作在非连续模式，则当电感电流为零时，同步MOSFET应截止，故体二极管作共用整流器，避免电感电流反向。当该电流接近0时，脚INHIBIT能关断同步MOS，使变换器工作在非连续模式。

    芯片在脚INHIBIT的内部接了一个门限电平为－25mV的比较器。该脚外部通过一只电阻器接到同步MOSFET的漏极。在开始截止时间（此时CK处于低电平），OUT_GATE处于高电平。INHIBIT电压的监控时间为250ns：如果脚INHIBIT上的电压高于－25mV，那么OUT_GATE变为低电平；如果脚INHIBIT电压低于－25mV，那么OUTGATE保持高电平，直到其电压达到－25mV为止。这是由于当同步MOSFET导通时，其漏极上电压为V_DS=－R_DS(ON)×I_D。如果V_DS高于－25mV，这就意味电流在减小，并且接近非连续模式，所以OUT_GATE关断，让MOSFET的体二极管工作，见图13。当变换器在连续模式时，脚INHIBIT电压总是低于－25mV，则OUT_GATE保持高电平。

(a)    同步整流MOSFET源极—漏极电压

(b)    电感电流

(c)    禁止INHIBIT工作电压

(d)    同步整流MOSFET栅极电压

图13    禁止电路工作波形

    在原边MOSFET转换到关断期间，脚INHIBIT电压应在250ns之内从高降到－25mV。选择R₂₆阻值应适合该特性。当变换器与其他电源并联工作时，脚INHIBIT检测同步MOSFET两端电压，也避免变换器从输出端吸入电流。

    虽然脚INHIBIT允许工作在非连续模式，但是在原边开关管关断期间，－25mV门限电平对同步整流MOSFET漏极出现的振铃，可能是敏感的，会引起不完全的OUT_GATE导通。利用时钟信号提供负极性电压加到脚INHIBIT起消隐时间作用，就能避免这一不恰当的情况。采用图14中所示的一些元器件，可容易地产生该负极性电压。消隐时间值由C₁₁和R₂₅确定。它对覆盖振铃时间结束是必要的，图15中的振铃信号由原边开关截止时引起。（待续）

图14    给INHIBIT提供负极性电压的电路

图15    关断原边开关管时的振铃波形