新型反激变换器准谐振控制器ICE1QS01及其应用电路与设计

新型反激变换器准谐振控制器ICE1QS01及其应用电路与设计

摘要：ICE1QS01是一种支持低功率待机和功率因数校正（PFC）的开关电源准谐振控制器。介绍了ICE1QS01的基本结构、工作原理及其应用电路与设计。

关键词：准谐振控制器；ICE1QS01；反激变换器；设计

0    引言

    ICE1QS01是英飞凌公司推出的一种输出功率范围从1W到300W，带或不带功率因数校正（PFC）的反激式变换器控制器。该控制器IC工作在准谐振模式，典型应用包括TV，VCR，DVD播放机，卫星接收机和笔记本电脑适配器等。

    为了在轻载下降低功率消耗，ICE1QS01随着负载的减小，其开关频率逐步数字式地降至20kHz的最低值。同时，随频率降低保持准谐振模式。在从满载到空载的整个负载范围内，能够平稳工作。当工作频率降低时，IC的数字抗抖动电路可以消除过零信号的连续跳动，尤其是可以避免电视机中因偏转引起的负载连续变化产生的抖动。为了减小功率MOSFET的开关应力，功率晶体管总是在最低的电压上接通。电压调整既可利用内部误差放大器，也可利用外部光耦合器。由于采用新的初级调节方法，在变压器控制绕组与控制输入之间的外部整流电路，可用一个电压分配器来取代。在待机模式下，IC自动进入突发模式，待机输入功率远低于1W。保护功能包括V_cc过压/欠压锁定，主线电压欠压关断和电流限制等。ICE1QS01的启动电流仅约50μA，它是一种低功耗绿色SMPS芯片。

1    芯片的封装与电路组成及其功能与工作原理

    ICE1QS01采用P-DIP-8-4封装，引脚排列如图1所示。表1列出了各引脚的功能。

图1    ICE1QS01的引脚排列

表1    引脚功能

    ICE1QS01芯片主要由比较器，触发器和数字处理电路组成，具体如图2所示。

图2    ICE1QS01芯片电路组成

    在图2所示的电路中，左上角部分为折弯点（foldback point）校正单元。该部分电路的功能是在MOSFET导通期间，从脚RZI流出一个电流，电流源CS4提供的0.5mA的电流被扣除，所得到的电流I₄乘以0.2（即为I₃），被馈送到IC的PCS脚，从而增加PCS脚外部电容的充电电压斜率。当AC线路电压升高时，MOSFET的导通时间缩短，最大输出功率保持不变。主线电压通过V_cc偏置绕组并经连接在脚RZI上的一支电阻来检测。

    在脚RZI内部，门限电平5V和4.4V的比较器用于初级调整，门限电平1V和50mV的比较器分别是振铃抑制时间比较器和过零信号比较器。

    在图2的右上角是计数器、定时器和比较器组成的数字频率降低电路以及反相输入端为VRM=4.8V与VRH=4.4V并带VRH锁定的比较器和反相输入端VRL=3.5V并带VRL锁定的比较器。

    在图2的中央是软启动和通—断（on－off）触发器。软启动触发器通过通—断触发器的上升沿（并利用沿检测器ED₁）置位。通—断触发器通过反相输入端15V的比较器（图2左下方）置位。该比较器上面是20V的V_cc过电压比较器，下面是14?5V和9V的欠电压比较器。IC脚PCS内部电阻R₂连接一个开关，该开关由一个与门输出控制，与门的输入来自通—断触发器的输出。在开关接通时，脚PCS外部电容放电到1.5V。当进入PCS脚的电流低于100μA时，在主线欠电压比较器输出产生一个低电平输出信号。该输出信号经一个与门和或门电路置位脉冲锁定触发器，与门的另一个输入是接通时间触发器的反相输出。

    位于图2中间下方的是突发触发器和脉冲锁定触发器。突发触发器由IC脚SRC内的2V比较器输出置位。突发触发器的输出，连接到脉冲锁定触发器的置位输入。脉冲锁定触发器的输出，影响接通时间触发器的复位输入。接通时间触发器的输出，连接到IC脚OUT内的输出缓冲器。脉冲锁定触发器也可由20V的过电压比较器置位。

    IC脚SRC内部的电流源CS₁为SRC脚外部电容器提供500μA的放电电流。与CS₁并联的电流源CS₂，通过软启动触发器激活。CS₂的电流通过50ms定时器控制逐步改变，以此为软启动产生上升的调节电压。

    一个20kΩ的上控电阻R₁下端在内部连接到SRC脚，上端通过开关连接到5V的参考电压。该开关由一个触发器的输出控制，该触发器通过接通时间触发器的输出下降沿置位，以产生振铃抑制时间。接通时间触发器由过零信号经过一个与门复位，该与门的另一个输入是下部第二个触发器的输出。当RZ1脚上的脉冲高度超过4?4V的门限时，第二个触发器置位。

    在图2右上部的数字频率减小电路中，4位加/减（UP/DOWN）计数器的寄存数决定变压器退磁后的过零信号数。过零信号计数器计数输入过零信号，并由一个比较器检测和放大。只要过零计数器存储数与加/减计数器存储数相等，比较器就发送一个输出信号至接通时间触发器，从而使功率MOSFET导通。为避免抖动，加/减计数器的存储数仅在50ms定时器确定的每个50ms周期之后加1或减1改变，这种变化取于VRH和VRL锁存状态。如果两个锁存处于低态，计数器增加1。如果仅VRL锁定置位，加/减计数器仍不变化。如果VRL和VRH被置位于高电平，加/减计数器减少1。在此之后VRH与VRL锁定被复位。在接下来的50ms内，VRH与VRL锁存将再次置位。当IC脚SRC上电压VS_RC<3.5V时，VRL锁定置位，加/减计数器加1；当V_SRC>4.4V时，VRH锁定置位，加/减计数器减1。在一个大的负载跳跃这后，为能迅速调节到最大的功率电平上，只要V_SRC>4.8V时，加/减计数器被置位到1（0001）。

2    应用与设计

2.1    应用实例与电路简析

    图3是由ICE1QS01作控制器的200W高端电视机SMPS电路。该电路输入AC90～264V，4路输出电压/电流分别为135V/0.75A，30V/1.2A，15V/0.5A和7V/1.2A。

图3    基于ICE1QS01的200W彩色电视机SMPS电路

    连接于桥式整流器输出与大容量滤波电容C₀₇之间线路上的电感器L₀₈，二极管D₀₈以及在D₀₈正极与功率开关S₀₁漏极之间的电容C₀₈，组成PFC电荷泵电路。其作用是与输入端EMI滤波器一起，可在桥式整流器输入端产生正弦波电流。ICE1QS01内集成低功率待机突发模式电路，可使待机输入功率低于1W。在负载减小时，利用集成数字处理电路能使开关频率逐步降低，并不产生任何抖动。当待机开关S₁断开时，参考二极管D₆₀导通，输出电压V₂调节值由齐纳二极管D₆₁确定。当ICE1QS01脚4上的V_SRC低于2V时，集成在芯片上的突发模式电路启动。在激活内部突发模式比较器后，栅极驱动输出（OUT）切换到低电平，V_cc关闭门限由正常模式下的9V增加到14.5V。在突发模式期间，MOSFET导通时间至少为其最大导通时间的1/7。在突发之间的中断时间（t_breake）缩短，输出纹波通过跨越在AC主线输入与二极管D₂₆和D₂₇接点之间的电容C₂₁的一个附加充电电流而降低。

    二极管D₆₂为正常模式与待机突发模式之间的过渡状态而加入。当待机开关S₁闭合但输出V₂已经无载时，加入D₆₂可保证在突发模式下的正常周期。当V₂变低时，参考二极管D₆₀被关断。

    ICE1QS01脚3外部电阻R₃₈和R₂₉充当变压器脉冲的分压器，脚3上的脉冲幅度约为4V。电容C₂₉用作减小变压器过冲。其脚2与DC干线电压之间的电阻R₂₂决定欠电压锁定门限。R₂₂与电容C₂₂相结合，可固定最大可能输出功率。

2.2    主要元件选择

2.2.1    变压器设计要点

    在图3所示的应用电路中，变压器T₁的参量已基本标明。在此仅简要叙述变压器的计算公式。

    首先，必须计算SMPS最大输入功率。若SMPS最大输出功率为P_out(max)，效率为η（通常取80％），最大输入功率P_in(max)为

    P_in(max)=P_out(max)/η（1）

    在最低AC线路电压V_AC(min)下，SMPS初级平滑电容器（如图3中的C₀₇）上的DC电压V_DC(min)为

    V_DC(min)=V_AC(min)F_num（2）

式中：F_hum=0.9，为初级电容器上100Hz电压纹波系数；

      V_AC(min)在通用宽范围AC供电线路下，通常为85V或90V。

    在最高AC线路电压V_AC(max)（如264V）下，初级电容器上的最高DC电压V_DC(max)为

    V_DC(max)=V_AC(max)F_cp（3）

式中：F_cp为在初级电容器上的过电压因数，当SMPS不带PFC时，F_cp=1；若SMPS带PFC，F_cp=1.1。

    通过初级绕组的最大平均电流I_P(max)可由式（4）计算。

    I_P(max)=P_in(max)/V_DC(min)（4）

    变压器初级绕组匝数N_p的计算公式为

    N_p=（5）

式中：V_d(max)=600V，为MOSFET允许最高漏极电压；

      B_max=300mT，为变压器磁芯最大允许磁通密度；

      F_os为初级绕组过冲因数，当不带PFC时，F_os=1.3，当带PFC时，F_os=1.8；

      磁芯有效截面积A_e和参量A_L，可以从根据P_in(max)选择的变压器提供的数据中查得。

    每匝次级电压V_ts为

    V_ts=（6）

    MOSFET的最大漏极电流I_d(max)为

    I_d(max)=2I_DC(max)（7）

    MOSFET最大导通时间t_on(max)和最大截止时间t_off(max)分别可用式（8）和式（9）计算。

    t_on(max)=（8）

    t_off(max)=（9）

    SMPS最低自由振荡（free runnign）频率为

    f_min=（10）

    如果SMPS最低频率f_min<20kHz，即进入可闻音频范围，应根据式（5）重新计算，B_max取一个较低的值。

2.2.2    ICE1QS01各引脚外部主要元件的选择考虑

    对于图3所示的应用电路，IC₁（ICE1QS01）各引脚外部主要元件的选取依据如下。

    1）IC1脚2（PCS）上的电阻R₂₂与电容C₂₂

    当流入脚2的电流低于100μA时，内部主线欠压保护电路启动。在电容C₀₇上的最低DC电压V_DC(min)根据式（2）取114V，于是R₂₂=1.14MΩ，可取1MΩ标准电阻。

    当R₂₂选定之后，电容C₂₂可根据式（11）计算。

    C₂₂=V_DC(min)t_on(max)/(R₂₂×3.5V)（11）

    2）脚3（RZ₁）外部电阻R₃₈，R₂₉与电容C₂₉

    R₃₈的计算公式为

    R₃₈=V_DC(min)N_r/(N_p×0.5mA)（12）

式中：N_r为变压器（T₁）调节绕组匝数。

    当选取V_DC(min)=114V，N_r=7匝和N_p=28匝时，R₃₈=57kΩ，可选取56kΩ标准电阻。

    R₂₉与R₃₈组成调整绕组感应电压的分压器。调整绕组感应电压（正值）为15V，考虑到初级和次级调节，R₂₉可根据式（13）和式（14）确定。

    R₂₉=R₃₈/〔(15V/5V)－1〕（13）

    R₂₉=R₃₈/〔(15V/4V)－1〕（14）

    在R₃₈=56kΩ下，R₂₉取值范围为20～28kΩ。

    电容C₂₉的计算公式为

    C₂₉=1000ns/R₃₈（15）

    据此，C₂₉可选择22PF的陶瓷电容器。适当选择C₂₉可在脚3得到令人满意的电压波形，保证MOSFET在最小的漏极电压上导通。

    3）脚4（SRC）上接地电容C₂₈

    接电容影响调整尤其是初级调整的速度，但不影响软启动速度（原因是内部数字软启动电路被激活）。C₂₈通常选取1．5～10nF的容值。

    4）脚7（OUT）外部MOSFET栅极电阻R₃₅

    选择R₃₅=33～100Ω，在MOSFET功率耗散与射频噪声（EMI）之间提供较理想的折衷方案。

    5）脚8（VCC）外部阻容元件

    电容C₂₆容量选取33μF（25V）即可。若C₂₆过大，启动时间过长，并且突发频率较低。

    C₂₇充当射频滤波电容，可选取C₂₇=100nF。

    电阻R₂₆可用于增加突发频率，取值范围为0～50Ω。R₃₇充当射频滤波元件并对V_cc起稳定作用，取值范围为0～100Ω。

    ICE1QS01脚5（OFC）不用接地。

3    结语

    ICE1QS01是一种被优化的新型准谐振控制器，其采用的适合于低端电视的低成本初级调节可以确保SMPS安全、可靠和有效地工作。这种调节技术因无须被隔离的次级反馈环而降低了成本。为了满足低待机的需要，此IC特别增加了间歇模式和采用了独特的数字式减频特性的技术，消除了影响系统稳定性的抖动和支持稳定的输出电压。