38V/100A可直接并联大功率AC/DC变换器

38V/100A可直接并联大功率AC/DC变换器  

摘要：介绍了一种38V/100A可直接并联的大功率AC/DC变换器。采用了有源功率因数校正技术以实现系统的高功率因数。DC/DC主电路采用电流型PWM芯片UC3846控制的半桥变换器，并提出了一种新的IGBT驱动电路。为了满足电源直接并联运行的需要，设计了以均流芯片UC3907为核心的均流电路。

关键词：大功率；半桥变换器；功率因数校正；均流

0    引言

    随着电力电子技术的发展，电源技术被广泛应用于计算机、工业仪器仪表、军事、航天等领域，涉及到国民经济各行各业。特别是近年来，随着IGBT的广泛应用，开关电源向更大功率方向发展。研制各种各样的大功率，高性能的开关电源成为趋势。某电源系统要求输入电压为AC220V，输出电压为DC38V，输出电流为100A，输出电压低纹波，功率因数>0.9，必要时多台电源可以直接并联使用，并联时的负载不均衡度<5％。

    设计采用了AC/DC/AC/DC变换方案。一次整流后的直流电压，经过有源功率因数校正环节以提高系统的功率因数，再经半桥变换电路逆变后，由高频变压器隔离降压，最后整流输出直流电压。系统的主要环节有DC/DC电路、功率因数校正电路、PWM控制电路、均流电路和保护电路等。

1    有源功率因数校正环节

    由于系统的功率因数要求0.9以上，采用二极管整流是不能满足要求的，所以，加入了有源功率因数校正环节。采用UC3854A/B控制芯片来组成功率因数电路。UC3854A/B是Unitrode公司一种新的高功率因数校正器集成控制电路芯片，是在UC3854基础上的改进。其特点是：采用平均电流控制，功率因数接近1，高带宽，限制电网电流失真≤3％。图1是由UC3854A/B控制的有源功率因数校正电路。

图1    UC3854A/B控制的有源功率因数校正电路

    该电路由两部分组成。UC3854A/B及外围元器件构成控制部分，实现对网侧输入电流和输出电压的控制。功率部分由L₂，C₅，V等元器件构成Boost升压电路。开关管V选择西门康公司的SKM75GB123D模块，其工作频率选在35kHz。升压电感L₂为2mH/20A。C₅采用四个450V/470μF的电解电容并联。因为，设计的PFC电路主要是用在大功率DC/DC电路中，所以，在负载轻的时候不进行功率因数校正，当负载较大时功率因数校正电路自动投入使用。此部分控制由图1中的比较器部分来实现。R₁₀及R₁₁是负载检测电阻。当负载较轻时，R₁₀及R₁₁上检测的信号输入给比较器，使其输出端为低电平，D₂导通，给ENA(使能端)低电平使UC3854A/B封锁。在负载较大时ENA为高电平才让UC3854A/B工作。D₃接到SS（软启动端），在负载轻时D₃导通，使SS为低电平；当负载增大要求UC3854A/B工作时，SS端电位从零缓慢升高，控制输出脉冲占空比慢慢增大实现软启动。

2    DC/DC主电路及控制部分分析

2.1    DC/DC主电路拓扑

    在大功率高频开关电源中，常用的主变换电路有推挽电路、半桥电路、全桥电路等。其中推挽电路的开关器件少，输出功率大，但开关管承受电压高（为电源电压的2倍），且变压器有六个抽头，结构复杂；全桥电路开关管承受的电压不高，输出功率大，但是需要的开关器件多（4个），驱动电路复杂。半桥电路开关管承受的电压低，开关器件少，驱动简单。根据对各种拓扑方案的工程化实现难度，电气性能以及成本等指标的综合比较，本电源选用半桥式DC/DC变换器作为主电路。图2为大功率开关电源的主电路拓扑图。

图2    主电路拓扑图

    图2中V₁，V₂，C₃，C₄和主变压器T₁组成半桥式DC/DC变换电路。IGBT采用西门康公司的SKM75GB 123D模块，工作频率定在30kHz。高频变压器采用国产铁氧体EE85B磁芯，原边绕组匝数为12匝，副边两个绕组均为6匝，变压器无须加气隙。在绕制变压器时采用“三段式”方法绕制，以减少变压器的漏感。整流二极管采用快速二极管，以减小其反向恢复时间对输出的影响。R₁，C₁，R₂，C₂为并在IGBT两端的吸收电路。R₅及C₆和R₆及C₇为并在快恢复二极管两端的吸收电路。R₃和R₄起到保证电容C₃及C₄分压均匀的作用。CT为初级电流检测用的电流互感器，作为电流控制时的电流取样用。为了防止电源在运行过程中产生偏磁，在原边绕组串联隔直电容C₅，阻断与不平衡伏秒值成正比的直流分量，平衡开关管每次不相等的伏秒值。C₅采用优质CBB无感电容。变压器的副边采用全波整流加上两级L—C滤波以满足低输出纹波的要求。电阻R₇及R₈为输出电压反馈采样电阻。

2.2    PWM电路及IGBT的驱动

    系统的PWM部分采用电流型控制芯片UC3846组成波形产生电路。图3是大功率开关电源的PWM控制的电气原理图。

图3    PWM控制及驱动图

    R₁和C₂组成UC3846的振荡器，振荡频率为f=。为了防止两路开关管的互通，要设定两路输出都关断的“死区时间”，它由振荡锯齿波的下降沿决定。从脚8经R₂及C₁到脚4（SEN＋）作为UC3846电流控制的斜坡补偿，以有效地防止次谐波振荡。主电路电流信号经电流互感器CT，桥式整流和阻容滤波后作为UC3846的电流反馈信号。UC3846对电流放大器的输出电压脉冲与最大电流限制值（由脚1电压和电压误差放大器的输出电压确定）逐个地进行比较，当脉冲开关电流超过最大电流限制时，UC3846将封锁输出脉冲，限制了开关电源的最大输出电流。C₅为实现软启动的电容。UC3846的脚1电位低于0.5V时无脉宽输出，在脚1接电容到地，开机后随着电容的充电，电容电压高于0.5V时有脉宽输出，并随着电容电压的升高脉冲逐渐变宽，完成软启动功能。

    IGBT是一复合功率器件，集双极型晶体管和功率MOSFET的优点于一体，具有电压型控制，开关损耗小，通断速度快，工作频率高，器件容量大等优点，很适合用于大功率电源变换器中，因此，近年来IGBT技术得到了迅猛的发展。专门用于IGBT的驱动电路很多，如富士公司的EXB841及EXB651系列，三菱公司的M57959L系列。它们都具有开关频率高，驱动功率大，过流过压保护等优点，但必须要有专门的驱动电源，因此，导致设备整体成本提高。脉冲变压器也可以作为IGBT的驱动，它有体积小，价格低，不需要额外的驱动电源的优点，但是直接驱动时，脉冲的前沿与后沿不够陡，影响IGBT的开关速度。图3所采取的驱动电路具有开关频率高，驱动功率大，结构简单，且具有负压关断的特点。V₁－V₄，D₂－D₅构成了脉冲变压器的驱动电路，适用于驱动大功率的IGBT。D₁和D₆有利于V₁－V₄的关断。当PWM₁为高，PWM₂为低电平时，V₁和V₄导通；当PWM₁和PWM₂均为低电平时，变压器中由于漏感储存的能量通过D₃和D₄进行续流，使A点电位降至－0.7V，虽然这时PWM₁为低电平但V₁再次导通，则V₁处于高频通断状态而容易烧毁。PWM₂由高电平向低电平转换时V₂存在同样情况。加入D₆可以使续流时A点电位钳制在0V，从而有利于V₁或V₂的关断。同理D₁的作用是利于V₃或V₄的关断。

2.3    均流环节设计

    并联运行是电源技术的发展方向之一。欲使开关电源并联运行，做到各电源模块之间的“均流”是关键。常用的均流方法有外特性下垂法、主从电源设置法、外部电路控制法、平均电流法、最大电流法。分析各种均流方法可知，下垂法虽然简单易行，但负载效应指标较差，均流精度太低；主从设置法和平均电流型自动均流法都无法实现冗余技术，因为，一旦主电源出故障，则整个电源系统都不能正常工作，使电源模块系统的可靠性得不到保证；外控法的控制特性虽好，但需要一个附加的控制器，并在控制器和每个单元电源之间有许多附加连线；而最大电流自动均流法依据其特有的均流精度高，动态响应好，可以实现冗余技术等性能，越来越受到开发人员的青睐。UC3907是Unitrode公司根据最大电流法设计的均流控制芯片。图4是采用UC3907设计的电源并联运行时的均流环节。

图4    用UC3907设计的均流环节

    系统采用霍尔电流传感器来检测主电路输出电流。霍尔传感器的输出经分压与UC3907的脚2电流检测相连。脚11为电压反馈端，输出端分压得到的电压与UC3907内部的电压放大器所接的基准电压（2.0V～2.1V）相比较后，输出经驱动放大器作为系统UC3846的电压反馈。脚15接均流母线。UC3907内部的电流放大器将检测到的电流信号放大20倍与均流母线上的信号比较。若大于均流母线上的信号，则母线上的电压将由该电源决定，即“主控”；若调节器的输出电流小于母线上的电流信号，即“辅控”时，调节器使电压放大器的基准电压升高100mV，强迫系统的反馈电压减小，通过UC3846的调节使该电源输出电压增加，从而自动平衡电流。在试验过程中出现主辅控状态来回切换的情况。分析其原因发现，当在“辅控”状态时，电流调节器使基准电压升高100mV的同时会使电流增大，当电流大于母线电流信号时，致使该模块变为“主控”。而在下一次调节时又变为“辅控”。这样，就在主辅控状态之间来回变化，造成系统并联不稳定。我们在脚14和脚6之间接一个电阻R₃，使基准电压在升高时小于100mV，该模块的输出电流略微增加，不至于成为“主控”模块。如果电阻选取得适当，既能保证电源模块并联均流又不会发生主控、辅控交替现象。

2.4    保护电路设计

    对于DC/DC电源产品都要求在出现异常情况（如过流、过载、过/欠压）时，系统的保护电路工作，使变换器及时停止工作。但各种情况下的保护又不尽相同。一般说来，在过载、过流时，保护电路要动作且不需要自动恢复；而过/欠压则不同，在过/欠压情况解除后要求系统能够重新工作。图5是系统的保护电路（主要是控制UC3846来停止半桥变换器工作）。UC3846的脚16（SHTDN）为关断控制脚。当出现过/欠压（或过流、过载）时，可使U₁(或U₂)导通，D₁（或D₂）导通，则脚16为高电平使UC3846关断，封锁输出脉冲。不同的是，过/欠压电路使UC3846的脚1经三极管V₁接地。当发生过/欠压时，D₁导通使脚16为高电平，在UC3846关断的同时，V₁导通，将UC3846内部脚16所接的晶闸管短接，使其承受负压关断。这样在过/欠压解除后UC3846能够重新输出脉冲使变换器工作。而在过流、过载情况出现时C3846封锁输出脉冲，在封锁解除时脉冲不能恢复。

图5    保护电路设计

3    各部分电路波形

    研制成功的试验样机，在稳态运行时的各部分波形如图6及图7所示。

(a)    负载轻时PFC封锁时电流波形

(b)    负载重时PFC工作时电流波形

图6    PFC部分实验波形

(a)    IGBT驱动电压波形

(b)    高频变压器原边电压波形

图7    DC/DC变换器实验波形

4    结语

    所制作的工程样机，已经通过性能测试。该系统具有输入过、欠压，输出过流保护等功能，输出电压的电源调整率不大于1％，负载调整率不大于1％，输出电压纹波小于50mV，功率因数大于0.9,并联运行时均流精度控制在5％以内，满足设计要求。