广义软开关串并联补偿在线UPS

摘要：介绍了采用广义软开关的串并联补偿在线UPS的工作原理与控制方式，这是一种新型在线软开关UPS。

关键词：串并联补偿；在线UPS；广义软开关

Series? parallel Compensation On-line UPS with Generalized Soft Switching

LIU Feng-jun

Abstract:The operating principle and control method of series-parallel compensation on? line UPS with generalized soft switching are described. This is a novel on-line UPS of soft switching.

Keywords:Series-parallel compensation; On-line UPS; Generalized soft switching

中图分类号：TN86 文献标识码：A 文章编号：0219－2713(2003)04－0170－07

1 引言

串并联补偿在线UPS的电路型式、工作原理与控制方式，我已作过了全面的介绍^[1]，但采用的都是硬开关，因此效率低，电磁干扰大，而采用传统的软开关（直流谐振环或极谐振软开关）又会使电路太复杂。折中这两种开关状态，采用广义软开关，既不增加电路的复杂性，又可以使其基本工作在软开关状态。

PWM逆变器的广义软开关定义和原理我也曾作了较详细的介绍^[2]，所谓广义软开关串并联补偿在线UPS，实际上就是使逆变器Ⅰ和Ⅱ采用无损缓冲电路的在线UPS。

2 主电路的串并联结构和各部分的功能

单相串并联补偿在线UPS的电路如图1所示。它是由2个高频双向SPWM单相全桥逆变器，以串并联结构电路型式与晶闸管静态开关和蓄电池等一起组合而成的，各部分的功能为

图1 单相串并联补偿在线UPS电路

逆变器Ⅰ 主要作用是控制市电，只输入有功电流，使输入功率因数等于1；对市电输入电压的波动进行补偿；控制输入功率与输出功率的平衡。其设计功率为标称功率的20％。

逆变器Ⅱ 主要作用是控制输出电压为稳定纯净的正弦电压；向负载提供无功与谐波电流；当市电掉电时，向负载提供全部标称功率，设计功率与标称功率相同。

晶闸管静态开关其中旁路开关的作用是当市电正常时关断，当逆变器Ⅰ和Ⅱ故障时开通旁路供电；主静态开关的作用是，当市电正常时导通，当市电掉电时自动关断，以防止逆变器Ⅱ的功率向市电倒灌。

蓄电池当市电停电时，由蓄电池通过逆变器Ⅱ向负载供电；当市电电压波动时，通过逆变器Ⅰ和Ⅱ维持输入与输出功率的平衡。

3 逆变器Ⅰ的工作与控制方式

逆变器Ⅰ是用IGBT作开关的高频双向SPWM全桥逆变器。它通过输出变压器T_r的次级，在UPS输入端与负载串联，主要用于市电电压±15％变化的增量补偿，和消除市电输入电流中的无功与谐波分量，故也称作增量（Delta）逆变器，其作用相当于一个可变电流源。

当负载中含有电感和非线性负载时，市电输入电流i将滞后于市电电压，并产生畸变。此时市电输入电流i的傅里叶级数表示式为

i=I₁sin(ωt＋φ₁)＋I_nsin(nωt＋φ_n)=I₁cosφ₁sinωt＋I₁sinφ₁cosωt＋I_nsin(nωt＋φ_n)

式中：n为谐波次数；

φ₁为基波电流滞后于电压的相位角；

φ_n为n次谐波电流滞后于电压的相位角；

注脚1代表基波。令

i_p=I₁cosφ₁sinωt=I_psinωt为基波有功电流

i_q=I₁sinφ₁cosωt=I_qcosωt为基波无功电流i_h=I_nsin(nωt＋φ_n)为谐波电流

i=i_p＋i_q＋i_h要消除市电输入电流i中的无功与谐波电流i_q＋i_h，就必须将i_q＋i_h从i中分离出来，而后用i_q＋i_h作为调制波对逆变器Ⅰ进行SPWM调制，在变压器T_r次级得到电压u_c，用u_c产生的电流来抵消i中的电流i_q＋i_h，使输入电流i=i_p。

电流i_q＋i_h的检出电路如图1所示。其中“基准正弦电压”是与市电同步的标准正弦电压。市电输入电流i通过低通滤波器滤除i_h，将剩余的电流i_p＋i_q与基准正弦电压u_r=U_msinωt通过乘法器相乘得到F。

F=(i_p＋i_q)×u_r=(I₁cosφ₁sinωt＋I₁sinφ₁cosωt)×U_msinωt=cosφ₁－cosφ₁cos(2ωt)

＋sinφ₁sin(2ωt)

F经过含有积分器的有源低通滤波器，滤除二次谐波交流分量后，剩下直流成分g=I₁U_mcosφ₁，式中K为有源滤波器放大倍数。将g和u_r再经乘法器相乘后得

i_p=g×u_r=I₁U_mcosφ₁×U_msinωt=I₁U_m²cosφ₁sinωt

令U_m²=1，则得

i_p=I₁cosφ₁sinωt

从市电输入电流i中减去i_p即可得到无功与谐波电流i_q＋i_h，即i－i_p=i_q＋i_h=i_c^＊

4 逆变器Ⅱ的工作与控制方式

逆变器Ⅱ也是用IGBT作开关的高频双向SPWM全桥逆变器。它通过交流滤波器L_F2C_F2，在UPS输出端与负载并联，主要用于使负载上电压成为稳定纯净的正弦电压，当市电掉电时向负载提供100％的功率。故逆变器Ⅱ也称作主逆变器，其作用相当于一个固定的电压源。

当市电电压中含有谐波时，其方程式为

u=u₁＋u_h=U_1msinωt＋U_n_msinnωt

式中：u₁=U_1msinωt为基波电压；

u_h=U_n_msinnωt为谐波电压。

基准正弦电压u_r=U_msinωt，是一个与市电同步的标准正弦波电压，电压精度优于0.02％，失真度小于0.5％，容量约为10W。故可视为是恒定不变的标准正弦波电压。

由图1中逆变器Ⅱ的控制电路可知，采用的是瞬时波形比较法。即用负载电压u_L减去基准正弦电压

u_r，然后再被基准正弦电压u_r相减求出SPWM调制波的方程式

u_r－(u－u_r)=2u_r－u=2U_msinωt－U_1msinωt－U_n_msinnωt

令调制波方程式为

u_c^＊=K′〔u_r－(u－u_r)〕=2K′U_msinωt－K′U_1msinωt－K′U_n_msinnωt

式中：K′为检测变压器降压变比。

假定载波三角波的频率为f_c，幅值为U_c，则载波比N=，调制比的值为

M==－=M₁＋M₂

式中：M₁=；M₂=－

假定直流电源电压为Ud，根据文献[3]可以得到逆变器Ⅱ的输出电压uab的傅里叶级数式为

u_ab=M₁U_dsinωt＋·cosm πsin〔(mN＋n)ωt〕+

M₂U_dsinnωt+·cosm′πsin〔(m′N′＋n′)nωt〕

用滤波器L_F2，C_F2滤除u_ab中的高次谐波后得到基波与原市电中谐波电压为

u_ab1=M₁U_dsinωt＋M₂U_dsinnωt

将M₁=K′；M₂=－代入上式得

u_ab1=K′U_dsinωt＋－K′U_dsinnωt

令K′=代入上式则得

u_ab1=2U_msinωt－U_1msinωt－U_n_msinnωt

由于市电电压u与逆变器Ⅱ的输出电压u_ab1通过它们各自的滤波电感L_F1和L_F2，在电路的A点并联后向负载供电如图1所示，故根据电工学中节点电压法可知

u_L=

u_L=/

如果取L_F1=L_F2，则负载电压u_L为

u_L==

将u=U_1msinωt＋U_n_msinnωt与

u_ab1=2U_msinωt－U_1msinωt－U_n_msinnωt

代入上式得

u_L=(2U_msinωt－U_1msinωt－U_n_msinnωt＋U_1msinωt＋U_n_msinnωt)=U_msinωt=u_r

此式说明，按着图1中逆变器Ⅱ的控制方法，即使市电电压中含有谐波，也可以使负载电压u_L，成为等于基准电压u_r的不变的稳定纯净正弦波电压。

5 对市电电压波动的补偿

由于负载电压u_L在逆变器Ⅱ的控制下保持u_L=u_r稳定不变，因而UPS的输入与输出端之间就会出现电压差，这个电压差反映的是有功功率之差，需要靠逆变器Ⅰ和Ⅱ的联合工作，并通过逆变器Ⅰ进行补偿。逆变器Ⅰ有两个反馈信号，一个是市电输入电流，另一个是蓄电池电压U_d的变化ΔU_d。由于ΔU_d是直流，故将其加到了控制电路的g上，g代表的是与市电电压同相位的市电输入有功电流。

市电电压波动的补偿过程，与逆变器Ⅰ和Ⅱ的工作状态如图1所示。

当市电电压u大于负载电压u_L时，由于u的升高使A点电压上升，逆变器Ⅱ的控制电路为保持u_L=u_r不变，使输出电压u_ab1下降，迫使逆变器Ⅱ工作在整流状态，给蓄电池充电，使u_d上升到U_dr＋ΔU_d>U_dr，＋ΔU_d使逆变器Ⅰ在T_r次级产生一个负补偿电压－u_c，方向与电流相反，以减少市电电压的升高，使u－u_c=u_L=u_r。变压器T_r次级阻抗Z产生的压降为zi与u方向相反，－u_c也与u方向相反，故u加到T_r次级的压降为Δu=zi＋u_c>u_c，使逆变器Ⅰ处于整流状态。对于逆变器Ⅱ，由于补偿后u_L=u_r(1＋1％)>u_r=u_ab1，故逆变器Ⅱ也处于整流状态，使蓄电池电压上升。当u_d上升到某一值，使u_ab1大于u_L时，逆变器Ⅱ由整流变换到逆变状态。此时，逆变器Ⅰ吸收功率，逆变器Ⅱ输出功率，当吸收功率等于输出功率时达到平衡，使蓄电池多存储了一些能量，U_d比补偿前稍高一些，以维持负补偿电压－u_c的存在。

当市电电压小于负载电压u_L时，A点电压下降，逆变器Ⅱ的控制电路为保持u_L=u_r不变而使u_ab1上升，使u_L<u_ab1，迫使逆变器Ⅱ处于逆变状态，电池电压下降，当降到U_dr－ΔU_d时，－ΔU_d使逆变器Ⅰ在T_r次级产生一个正补偿电压＋u_c，使u＋u_c=u_L=u_r。市电加到T_r次级上的电压Δu=u_c－iz<u_c，使逆变器Ⅰ工作在逆变状态。对于逆变器Ⅱ，补偿后u_L=u_r(1－1％)<u_r=u_ab1，逆变器Ⅱ处于逆变状态，使蓄电池电压下降，当降到使u_ab1低于u_L时逆变器Ⅱ由逆变转换到整流状态。逆变器Ⅰ输出功率，逆变器Ⅱ吸收功率，当输出与输入功率相等时达到功率平衡。蓄电池多输出了一些能量，故电池电压比补偿前低一些，以维持正补偿电压＋u_c的存在。

6 负载无功与谐波电流的供给

由图1可知，逆变器Ⅱ在A点与市电并联后共同向负载供电。由于市电输入电流只是有功电流，根据基尔霍夫节点电流为零的定律，在节点A负载所需的电流i_L=i_p＋i_q＋i_h，因而逆变器Ⅱ的输出电流为i_L－i=i_p＋i_q＋i_h－i_p=i_q＋i_h。

7 在线UPS所采用的广义软开关

上面以单相串并联补偿在线USP为例，介绍了它的组成，各部分功能，原理与控制方式。下面介绍在线UPS中逆变器Ⅰ和Ⅱ的广义软开关电路。

串并联补偿在线UPS中的逆变器Ⅰ和Ⅱ，实际普遍采用的电路是单相半桥、单相全桥、三相半桥和三相全桥电路。下面选用具有代表性的单相半桥、单相全桥或三相半桥电路为例进行介绍。

7.1 单相半桥逆变器的广义软开关电路

单相半桥逆变器的广义软开关电路如图2所示，其中图2(a)为电路图，图2(b)为开关波形图。在图2(a)中，S₁、S₂为主逆变开关，S₁的无损关断缓冲电路由二极管D_s1、D_s2、D_s3、缓冲电容C_s1、C_s2(C_s1=C_s2)和谐振电感L_s1组成。L_F为滤波电感，Z_为负载（阻性或感性），C_d1=C_d2为直流分压电容，U_d为直流电源电压，u_s为S₁两端的电压，i_s为流过S₁的电流。

(a) 电路图

（b) 开关S₁的开关波形

图2 单相半桥逆变器的无损缓冲电路

电路的原始状态为：S₁、S₂关断，C_s1、C_s2上电压uc_s1=u_cs2=0。当开关S₁开通后，C_d1上电压U_d/2通过S₁、L_F向负载供电，直流电源U_d通过开关S₁、谐振电感L_s1、二极管D_s2，沿着虚线所示路径，对缓冲电容C_s1、C_s2充电。其等效电路如图3(a)所示，其中u_cs1=u_cs2为缓冲电容C_s1、C_s2上的电压，u_L为L_s1上电压，R_L为L_s1中的电阻，i_L为流过L_s1的电流。在选定的电压和电流方向下，根据基尔霍夫定律（考虑C_s1=C_s2）可得

u_L＋u_RL＋u_cs1＋u_cs2=u_L＋u_RL＋2u_cs1=U_d

由于i_L==

u_RL=i_LR_L=R_L

u_L=L_s1=L_s1

则

L_s1＋R_L＋2u_cs1=U_d

由于R_L<2，所以电路是谐振的。

对上式求解可得

2u_cs1=U_d－U_de^－δt((δ/ω)sinωt＋cosω t)

式中：δ=；ω=；ω₀=。

当ω t=π时，sinωt=0；cosωt=－1

则2u_cs1=U_d＋U_de^－δt

当R_L=0时，2u_cs1=2U_d，u_cs1=U_d。

充电过程中，u_cs1和i_L的波形如图3(c)所示。当ω t=π时，u_cs1=U_d，i_L=0。

当S₁关断时，由于C_s1、C_s2上电压u_cs1=u_cs2=U_d，开关S₁上电压u_s=U_d－u_cs1=0，所以S₁是零电压关断。S₁关断后，C_s1、C_s2上电压u_cs1=u_cs2=U_d通过滤波电感L_F、负载Z_L和直流分压电容C_dz，沿着图2(a)中点划线所示的路径放电，其等效电路如图3(b)所示。由基尔霍夫定律得

－u_cs1＋u_L＋u_R－U_d/2=0

设R为负载电阻，L_FZ为滤波与负载电感，由于i_z=－2C_s1；u_R=Ri_z=－2RC_s1

u_L=L_FZ=－2L_FZC_s1

代入上式得

2L_FZC_s1＋2RC_s1＋u_cs1－U_d/2=0

对于多数情况R<2，所以电路是谐振的。

求解上式可得u_cs1－U_d/2=e^－δ′t(sinωt＋cosω t)

式中：δ′=；ω=；ω₀=。

当ω t=π时，sinωt=0；cosωt=－1

则u_cs1－U_d/2=－e^－δ′t

当R=0时，u_cs1－U_d/2=－U_d/2，u_cs1=0

放电过程中u_cs1和i_z的波形如图3(c)所示。

(a) 充电过程 (b) 放电过程

图 3 C_s1、C_s2充电与放电过程等效电路与波形

当ω t=π时，u_cs1=0，i_z=0

当R=2时，u_cs1=(1＋δ′t)e^－δ′t

由于δ′=很大，C_s1较小，故u_cs1按非谐振规律很快下降到零。

当R>2，L_FZ≈0时，τ=2RC_s1，当t=τ时，u_cs1=0.368U_d/2，当t=2τ时，u_cs1=0.135U_d/2，当t=3τ时，u_cs1=0.050U_d/2，由于C_s1很小，所以u_cs1下降速度很快。

7.2 单相半桥逆变器广义软开关的工作过程

单相半桥逆变器无损关断缓冲电路的工作过程如图2(a)、(b)所示。在t<0时，S₁饱和导通，u_cs1=u_cs2已充电到U_d。当S₁关断时，通过S₁的电流i_s逐渐下降，S₁两端的电压u_s=U_d－u_cs1。C_s1、D_s3、C_s2、D_s1支路通过直流电源与S₁并联，相当于在S₁上并联了一个已充电到u_cs1=u_cs2=U_d的缓冲电容C_s=C_s1＋C_s2，此时D_s2反偏置，L_s1中电流i_L=0，C_s1和C_s2通过L_F、z_L和C_d2放电，u_cs1=u_cs2逐渐下降到零，S₁上的电压u_s=U_d－u_cs1逐渐上升到U_d。假定逆变器按单极性工作，在S₁再一次开通之前由于L_F与z_L中电感的作用，与S₂并联的二极管D₂续流，i_D2=i_Z_L。当S₁开通时，i_s逐渐上升，负载电流I_Z_L=i_s＋i_DZ，S₁上电压受D₂导通的牵制，仍保持U_d不变。当i_s上升到i_s=I_Z_L时，i_D2=0，D₂反偏置，S₁进入饱和导通状态，S₁上电压u_s迅速下降到零，相当于一个跃变电压U_d突然加到C_s1、L_s1、D_s2、C_s2支路上，D_s2导通，C_s1、C_s2充电。半个谐振周期后，C_s1、C_s2上电压u_cs1=u_cs2=U_d，i_L=0，D_s2反偏置。

从以上说明可知，S₁工作在零电压关断状态，C_s1、C_s2上存储的能量，通过放电转送到负载或反馈回电源，故是无损关断缓冲电路。

电路中的L_F，既是输出滤波电感，也是主开关S₁、S₂的开通缓冲电感，它可以使S₁、S₂零电流开通，存储在L_F中的能量同样也转送到了负载或反馈回电源，故是一种无损开通缓冲电路。

7.3 单相全桥与三相半桥逆变器的广义软开关

上述开关无损缓冲电路，也可以应用于单相全桥与三相半桥逆变器，如图4和图5所示。由图4和图5可知，它们都是由单相半桥逆变器组成的，图中C_d1和C_d2为共同直流分压电容，故工作原理与缓冲电容的充放电方式与半桥逆变器相同。这里必须指出的是，对于图4所示单相全桥逆变器，当采用图6(a)所示单极性SPWM脉冲控制时，直流分压电容C_d1和C_d2可以不用。例如主开关S₁和S₄在输出正半周，按图6(a)所示单极SPWM脉冲波形工作时，缓冲电容的充、放电路径如图4中点划线和虚线所示。逆变器的SPWM控制电路如图6(b)、(c)所示，其中图6(b)用于单相全桥逆变器，图6(c)用于三相半桥逆变器。