DSP控制SPWM全桥逆变器直流偏磁的研究

1引言

近年来，SPWM逆变器已经在许多交流电能调节系统中得到广泛应用，相对于半桥而言，全桥逆变器的开关电流减小了一半，因而更适合于大功率场合。在SPWM全桥逆变器中，为实现输入输出之间的电气隔离和得到合适的输出电压幅值，一般在输出端接有基频交流变压器。而在输出变压器中，由于各种原因引起的直流偏磁问题致使铁心饱和，从而加大了变压器的损耗，降低了效率，甚至会引起逆变器颠覆，严重影响了SPWM全桥逆变器的正常运行，必须采取措施加以解决。

随着高频开关器件的发展，模拟瞬时值反馈控制使SPWM逆变器获得了优良的动态响应特性和较小的谐波畸变率。但模拟控制存在着分散性大、温度漂移及器件老化等不利因素，因而给设备调试及维护造成许多困难。数字控制克服了模拟控制的上述缺点，并具有硬件简单、调试方便、可靠性高的优势，因而引起了高度的重视。 本文在对SPWM全桥逆变器中输出变压器直流偏磁机理分析的基础上，提出了一种数字PI控制方案，通过采样输出变压器原方电流来调整触发脉冲宽度。该方案利用DSP芯片TMS320F240在一台全数字化6kW、400Hz中频逆变电源上得以实现，实验结果表明所提出的方案较好地抑制了输出变压器的直流偏磁。

2直流偏磁

DSP控制的SPWM全桥逆变器如图1所示。直流偏磁是指由于输出变压器原边电压正负波形不对称，引起变压器铁心工作磁滞回线中心点偏离零点，从而造成磁工作状态不对称的现象。变压器工作时，磁感应强度B的变化率为B=dt（1）

励磁电流Iμ的变化率为Iμ=dt（2）

图1DSP控制的SPWM全桥逆变器

图2无直流偏磁时波形图

（a）SPWM波形（b）磁感应强度B

（a）SPWM波形（b）磁感应强度B

图3有正直流偏磁时波形图

式中：U1——变压器原边电压；

N1——变压器原边绕组匝数；

Ae——变压器铁心截面积；

Lo——变压器铁心磁路长度；

μ0——空气磁导率；

μr——变压器铁心相对磁导率。

如图2所示，在SPWM全桥逆变器中，若输出变压器原边电压正负半周波形对称，正负半波伏秒积相等，铁心磁工作点将以原点为中心沿着磁滞回线对称地往复运动。反之，若输出变压器原边电压正负波形不对称，正负半波伏秒积不等，则使正负半波磁感应强度幅值不同，磁工作区域将偏向第一或第三象限，即形成直流偏磁如图3所示。

造成原边电压正负波形不对称的原因，主要有以下几个方面：

1）由于主电路中功率开关管导通时饱和压降不同，使得加在变压器原边的电压正负波形幅值不等；

2）由于控制系统中正弦调制波或三角载波存在直流分量；或是由于四路脉冲分配及死区形成电路不对称；或是由于采用波形校正技术来对脉宽进行动态调节；或是由于主电路中功率开关管关断时的存储时间不一致；使得加在变压器原边的电压正负波形脉宽不等； 3）由于SPWM逆变器在短路保护或关机时采用驱动脉冲瞬时封锁法，工作周期不完整，导致变压器铁心的剩磁过高，使得变压器铁心的磁工作区域偏离零点。

由上述分析可知，在SPWM全桥逆变器中必然存在着直流偏磁。如前所述，直流偏磁会导致铁心饱和，不仅加大了变压器的损耗，降低了效率，增大了噪声；而且使两路功率开关管中的电流不平衡，降低了管子的有效利用率。如果偏磁继续积累，铁心进入深度饱和，磁工作点进入非线性区，变压器铁心相对导磁率μr将迅速减小。由式(2)可见，这将导致励磁电流Iμ迅速增大，甚至会引起逆变颠覆，使功率开关管因过流而损坏，严重影响了SPWM全桥逆变器的正常运行，因此必须采取措施加以解决。

为解决SPWM全桥逆变器中存在的直流偏磁问题，一般可采取如下措施：

1）变压器铁心加气隙，增加铁心的磁阻，提高变压器抗直流偏磁的能力；磁通密度按单相工作状态选取，但这样却降低了铁心的利用率，增大了变压器的体积和重量。

2）变压器原边绕组串接一个无极性隔直电容，这种方案一般仅适合于小功率逆变电源，而不适合于中大功率逆变电源。这一方面是因为无极性电容耐压和容量的限制，需要大量的电容进行串并联，从而大大增加了成本、体积和重量；另一方面是因为主电路中串入隔直电容，降低了功率传递效率，影响了逆变器的动态特性。 3）选择饱和压降和存储时间特性一致的功率开关管用于SPWM全桥逆变器，减小控制电路的脉宽失真和驱动延时。

4）在动态情况下限制控制信号的最大变化率，使正负半波尽量对称，但这样却降低了逆变器的动态响应速度。

5）逆变器采用软启动和软关机技术，使变压器

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控制技术

图4抗直流偏磁数字PI控制器

剩磁很小，防止开机时产生瞬态饱和。 此外，一些资料也提出了一些抗直流偏磁的控制方案，如文献[1]提出的逐脉冲电流检测法，文献[2]提出的电流型PWM控制法，文献[3]提出的采样保持法，文献[4]提出的双环控制法等等，但这些方法均只适用于DC/AC/DC变换器中的逆变器部分。文献[5]提出的静态补偿和适时补偿法较好地解决了SPWM全桥逆变器中存在的直流偏磁问题，但却属于模拟控制。本文通过采样输出变压器原边电流，通过数字PI控制器来调整触发脉冲宽度，较好地解决了全数字化SPWM逆变电源中存在的直流偏磁问题。

3数字PI抗直流偏磁

在SPWM全桥逆变器中，输出变压器的原边电流为折算到原边的副边电流与原边的励磁电流之和。如上所述，当发生直流偏磁时，在第一或第三象限，变压器铁心相对导磁率μr迅速减小，某一方向的励磁电流Iμ以指数规律迅速增大，导致输出变压器原边电流的直流分量也迅速增大。因此，SPWM全桥逆变器的直流偏磁问题，可归结为输出变压器原边电流的直流分量的产生和迅速增长的问题。如果能将原边电流的直流分量迅速检测出来，并加以控制使之减小，就可以解决直流偏磁问题，使SPWM全桥逆变器正常运行。

在输出变压器中，励磁电流一般仅占原边电流的2％，因此原边电流直流分量的检测必须首先滤除励磁电流中的基波及高频成分，然后再将剩下的直流分量放大后用于控制。励磁电流中直流分量的提取有硬件提取和软件提取两种方法。硬件提取可先经有源滤波，再通过A/D口读入直流量实现；软件提取则通过原边电流瞬时双极性A/D采样并通过一定的滤波算法来实现。

图4给出了SPWM全桥逆变器抗直流偏磁数字PI控制器的原理框图。对控制器而言，要求原边电流直流分量以最小误差收敛到零，并满足一定的动态指标。

数字PI控制器使误差Ie（K）为一个很小的值，误差Ie(K)定义为

Ie(K)=0－i1dc(K)(3)

式中：i1dc(K)为所提取的原边电流直流分量。

数字PI控制器根据i1dc(K)来产生所要求的控制量u(z)=KpIe(z)＋Ie(z)(4)

采用增量式PI控制算法，其增量表达式为：

u(K)=u(K－1)＋Δu(K)（5）

Δu(K)=Kp[Ie(K)＋Ie(K－1)]＋KIIe(K)（6）

数字PI控制器在过去几十年里得到了广泛的应用，其实现简单直观、鲁棒性好、可靠性高，在一定的运行范围内可以获得较为满意的控制效果。在本文中，采样输出变压器原边电流用于反馈，通过数字PI控制器得出的控制量可用于对SPWM驱动脉宽进行修正，以减小原边电流中的直流分量，把变压器的直流偏磁限制在较小的范围之内。

此外，在程序中也采用软启动技术，使变压器剩磁很小，防止开机时产生瞬态饱和。为防止驱动脉冲过窄而丢失造成直流偏磁，对SPWM驱动波形的最小占空比进行了限制。为避免空载－满载或满载－空载等动态过程中，励磁电流急剧增大而烧毁功率开关管，程序中还采用了直流母线电流滞环封锁技术：当直流母线电流超过滞环上限值时，则封锁相应驱动脉冲，直到电流减小到滞环下限值时，再开放控制脉冲，从而避免逆变颠覆，有效地保护了开关管。

4物理实现和实验结果

本文采用德州仪器公司（TI）提供的DSP芯片TMS320F240来实现SPWM全桥逆变器的数字控制。TMS320F240具有许多优良的特性，诸如采用先进的哈佛型结构、50ns指令周期时间、16×16位硬件乘法器、32位算术逻辑单元、544字×16位片内RAM、16k字×16位片内FLASHROM及224k字×16位存储器地址范围。为适用于功率变换器领域，TMS320F240还集成了先进的外围设备，包括含12路PWM通道的事件管理器模块、双10位A/D转换模块、基于锁相环的时钟模块、看门狗定时器、串行通信

DSP控制SPWM全桥逆变器直流偏磁的研究

（a）驱动波形（b）uab波形

（a）i1波形（b）uo波形

图5实验波形

接口、串行外设接口、6种外部中断和28个独立编程多路复用I/O引脚。

本文介绍的数字PI抗直流偏磁方案已在一台直流175～320V输入，交流400Hz、230V、6kW输出的××艇中频逆变电源中得到应用。为简化驱动电路的设计，提高可靠性，主电路采用三菱公司的IPM模块PM200DSA120。为降低开关损耗，此模块开关频率为10kHz。为消除高频噪声，减小滤波电路的体积和重量，采用单极倍频技术使输出变压器原边的SPWM波形的最低次谐波为20kHz。逆变器满载时的实验波形图5所示，其中图5(a)为S1和S3的驱动波形，图5(b)为逆变桥臂输出电压uab的波形，图5(c)为逆变器原边电流i1波形，图5(d)为逆变器输出电压uo的波形。

5结语

在对SPWM全桥逆变器中输出变压器直流偏磁机理分析的基础上，提出了一种数字PI控制方案，通过采样输出变压器原边电流，并提取其直流分量来调整触发脉冲宽度。该方案采用DSP芯片TMS320F240，在一台全数字化6kW、400Hz中频逆变电源上得以实现，实验结果表明所提出的方案在很大程度上减小了偏磁所引起的噪声，较好地解决了输出变压器的直流偏磁问题。

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