双管正激变换器交错并联的方法比较

双管正激变换器交错并联的方法比较

摘要：从开关器件的电压应力来看，双管正激变换器较一般的正激变换器有更多的优点。本文提出了两种双正激变换器交错并联的方法，分析了两种电路的工作状态，比较了两种电路中输出滤波电感和电容中的电流脉动，对比了两种电路中各半导体器件的电流电压应力。最后通过仿真和实验证明了分析和比较的正确性。

关键词：双管正激变换器移相并联开关应力

Comparison of Interleaving Methods of Two－ transistor Forward Converter Abstract:Two methods of interleaving two－ transistor forward converters are presented in this paper. Firstly, the operation stages are analyzed. Then the ripple currents in filter inductors and output capactiors in toth methods are discussed and compared. After that ,the current and voltage stresses of divices are investigated and compared as well.Finally, simulation and experiments are performed to verify the analysis and comparision. Keywords:Two－ transistor forward converter Interleaving of converters Switching stress

1引言

　　双管正激变换器较单管正激变换器有很多优点，特别是在电压应力方面，因为变换器中每个功率器件只需承受电源电压，而在单管正激变换器中则要承受两倍的电源电压。而且同半桥或全桥变换器相比，它不存在桥臂直通的危险。因此双管正激变换器吸引了许多研究者的目光。在参考文献[1]中，作者提出了采用无损吸收的高效率双管正激变换器。在[2]和[3]中，两种零电压转换（ZVT）技术用于双管正激变换器。在[4]中，作者提出了一种可控变压器，用于增加双管正激变换器的效率。在[5]中，作者研究了多输出双管正激变换反馈的模型。

　　为了增加变换器的输出功率，需要将两个双正激变换器并联运行。有两种方法实现两个双正激变换器的移相并联；一种是在输出电压侧并联（CPOC），另一种是在续流二极管侧并联（CPFD）。以前还没有过关于两种方法比较的报道。

　　本文首先分析了两种并联方式的工作原理，然后分析和比较了两种方法中滤波电感和输出电容中的电流脉动，接着分析和比较了两种途径中各半导体器件的电流电压应力，最后用仿真和实验验证了前面的分析和比较。

2工作状态分析

　　（1）两个双管正激变换器在输出电容侧并联

　　将两个双管正激变换器在输出电容侧并联如图1所示，其工作状态与单个双管正激变换器一样，图2示出了这种并联方式的主要波形。

　　（2）两个双管正激变换器在续流二极管侧并联

　　两个双管正激变换器在续流二极管侧并联如图3所示。两变换器共用一个滤波电感和续流二极管，两变换器在运行中移相180°。

　　假设所有的半导体器件均为理想器件，与开关S21、S22、S23和S24并联的电容CS21、CS22、CS23和CS24表示开关的输出电容。这种并联方式可以分为六个工作状态如图4所示，主要波形如图5所示。

　　①状态1（t0－t1）

　　在t0时刻以前，变压器T21已经复位完毕，变压器T22正在复位，开关S21和S22上的电压保持在Ud/2，箝位二极管D23和D24导通，续流二极管D27导通负载电流。在t0时刻，S21和S22同时获得触发信号而开通，其电流iS21(iS22)迅速上升。负载电流从D27换流到D25。在t1时刻，流过D27的电流减小到零并截止。在这一状态中变压器T22仍在复位。

　　②状态2（t1－t2）

　　在t1时刻，D25和D27间的换流结束。在本状态中，流过开关S21和S22的电流线性上升，变压器T22仍在进行复位。这一状态一直持续到变压器T22复位完毕的t2时刻。

　　③状态3（t2－t3）

图1两双正激变换器在输出电容侧并联

图2在输出电容侧并联电路的主要波形

图3两双正激变换器在续流二极管侧并联

　　在t2时刻，变压器T22复位完毕，箝位二极管D23和D24截止。在t2时刻以后，电容CS23和CS24通过直流电源、变压器T22的漏感和激磁电感发生振荡，因此开关S23和S24上的电压呈余弦规律下降。但是值得注意的是，这里的振荡与在输出电容侧并联电路发生的振荡不同。因为开关S21和S22保持开通状态，二极管D26即使在开关S23和S24上的电压小于Ud/2仍然保持反偏。也就是说，开关S23和S24上的电压可能振荡到低于Ud/2。这一状态当开关S21和S22同时在t3时刻关断时结束。

　　④状态4（t3－t4）

　　在时刻t3以后，开关S21和S22上的电压线性上升，负载电流从D25换流到D27。在本状态中，变换器继续振荡。这一状态一直持续到t4时刻，在此时刻D25和D27间的换流结束，开关S21和S22上的电压达到直流电压Ud。

　　⑤状态5（t4－t5）

　　在这一状态中，箝位二极管D21和D22正偏导通复位变压器T21的铁心，并将开关S21和S22上的电压箝位在直流电压Ud，同时变换器2继续振荡。然而由于续流二极管D27导通，因此开关S23和S24上的电压迅速振荡回Ud/2。

　　⑥状态6（t5－t6）

　　在这一状态中，变压器T21正在复位，开关S23和S24上的电压保持在Ud/2，续流二极管D27导通负载电流。本状态当开关S23和S24同时在t6时刻开通时结束，同时开始另外半个周期，这半个周期的工作状态与前半个周期一致，只是两个变换器的地位交换了一下。

　　需要说明的是，变换器的工作导通比将影响电路的工作状态和波形。当工作占空比小时的典型波形如图6所示。

3两种双正激变换器并联方式的比较

　　（1）滤波电感中的电流脉动

　　假设两种并联电路工作在相同的输入电压、输出电压及相同的负载下，

其中：U0是输出电压，D为工作占空比，T为开关周期，L11为滤波电感的电感量。

　　因为电路中的两个双正激变换器工作在互差180°的情况下，

　　在续流二极管侧并联电路中的滤波电感L2中的电流脉动即为输出电容中的电流脉动，

　　比较式（3）和式（4）可见，为了获得相同的输出电

图4在续流二极管侧并联电路的工作状态

图5电路在较大占空比时主要波形

图6电路在较小占空比时主要波形

图7在输出电容侧并联电路电感电流脉动

图8在续流二极管侧并联电路电感电流脉动

双管正激变换器交错并联的方法比较

流脉动，在输出电容侧并联电路的滤波电感应为在续流二极管侧并联电路滤波电感的两倍即：

L11=L12=2L2（6）

　　（2）半导体器件的应力

　　①在输出电容侧并联电路的半导体器件应力

　　在该电路中，副边整流二极管D15和D16以及续流二极管D17和D18的电流应力相同，

　　主开关器件S11、S12、S13和S14的电流应力如式（8）所示：

　　式中n1为变压器T11和T12的变比。

　　箝位二极管D11、D12、D13和D14的电流应力与式（8）相同。

　　由于箝位二极管的作用，主开关器件和箝位二极管的电压应力相同并等于电源电压，即：

US1imax=UD1imax=Ud(i=1,2,3,4）(9)

　　副边整流二极管D15和D16以及续流二极管D17和D18的电压应力如式（10）：

UD1i=－(1/n1)Ud(i=5,6,7,8)(10)

　　②在续流二极管侧并联电路中半导体器件的应力

　　在该电路中，副边整流二极管D25和D26以及续流二极管D27的电流应力相同，

　　式中n2为变压器T21和T22的变比。

　　该电路中主开关器件和箝位二极管的电压应力仍然被箝位二极管箝位在电源电压，即：

US2imax=UD2imax=Ud(i=1,2,3,4)（13）

　　式中k1和k2为适当的系数，当主开关S23和S24同时开通，则k1=1，否则k1=0；当主开关S21和S22同时开通，则k2=1，否则k2=0。式中右边第一项反映了变换器间的影响，第二项反映了变换器内部原边对副边的影响。

　　从式（15）可见，在续流二极管侧并联电路中的副边整流二极管的电压应力与在输出电容侧并联电路的有很大的不同，因为它存在变换器间的相互影响。当某一变换器的变压器正在复位，而同时另一变换器开通，则该变压器的副边整流二极管承受最大的电压，)

　　③两种并联电路的半导体器件应力的比较

　　为了比较两种电路中的半导体器件的电流、电压应力，首先需要决定两电路中的变压器变比。

　　从式（17）可见，在相同的输入电压和工作占空比下要获得相同的输出电压，在输出电容侧并联电路的

变压器变比应为在续流二极管侧并联电路变压器的一半，

　　从上面的半导体器件应力分析并考虑到式（18），在输出电容侧并联电路的副边整流和续流二极管的电流应力小于在续流二极管侧并联电路的，但是前者的主开关器件和箝位二极管的电流应力较后者的大，

(19b)

　　式中ΔISmax为两种电路中主开关器件的电流应力的差值，ΔIDmax为两电路中箝位二极管电流应力的差值。

　　从式（19）可见，两电路中主开关器件和箝位二极管间的电流应力差值随着输出电压和开关周期的增加而增加；随着滤波电感和变压器变比的增加而减小。

　　两电路中主开关器件和箝位二极的电压应力相同，但是在续流二极管侧并联电路的副边整流二极管的电压应力仅仅为在输出电容侧出电容侧并联的一半。

　　从上面的比较可见，在续流二极管侧并联电路较在输出电容侧并联电路有较明显的优点，特别是在高电压、高功率的应用场合。

4仿真和实验

　　通过仿真，主开关电流应力与滤波电感的电感量以及开关频率的关系如图9所示，从图中可以看出，两种电路的主开关器件的电流应力均随着滤波电感的增大而减小，而且两电路的主开关器件的电流应力差随着滤波电感和开关频率的减小而增大。两电路主开关器件电流应力与输出电压的关系如图10所示，从图中可以看出，两电路主开关器件的电流应力均随着输出电压的增高而增大，而且两者间的差值也随着增大。两电路主开关器件的电流和电压波形分别示于图11和图12中，通过比较图11和图12也可看见在输出电容侧并联电路的主开关电流应力较在续流二极管侧并联电路的大。

5结论

　　本文提出了两种双正激变换器的并联方式，通过两电路的工作状态的分析可见在输出电容侧并联电路中每个变换器的工作状态与单个双正激电路一

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图9主开关电流应力与滤波电感和开关频率的关系

Ud=200VRload=5Ωf=40kHzn1=0.5n2=1
图10开关电流应力与输出电压的关系

Ud=200VD=0.3n1=0.5L11=L12=200μH
图11在输出电容侧并联电路的开关电压、电流波形

Ud=200VD=0.3n2=1L2=100μF
图12在续流二极管侧并联电路的开关电压、电流波形

样，而在续流二极管侧并联电路的工作状态相当于一个具有两倍占空比的双正激变换器。通过两电路特性的对比可见，在续流二极管侧并联可以增加变压器的变比，减小主开关器件的电流应力和副边整流二极管的电压应力，所以具有较多的优点，尤其是在高电压、大功率的应用场合。