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电源是每一个电子设备所必须的重要组成部分。按照国际电工委员会标准IEC 61000—3—2的要求，电子设备输入电流中谐波电流成分都有一定的限值，小功率电源可以使用简单的无源功率因数校正，即可获得有效的抑制，而大功率电源则普遍使用有源功率因数校正控制器。作为在较大功率电源中普遍使用的基于L4891B设计的APFC已有诸多介绍，但在实际电源设备的使用过程中，由于工作环境和使用要求的不同往往会出现这样或那样的问题，而限制和影响了它的广泛使用。鉴于此，针对在此过程中出现的诸多问题进行了深入分析和探讨，并提出了一些切实可行的有效解决方案。
1 如何提高效率
现代技术的发展要求电器设备，既要小巧，又要高效，还要求输入电压具有更广泛的通用性。一个完整的Boost APFC包括全波整流和升压型DC—DC转换，这种配置的APFC具有许多优点：连续输入电流和容易提高功率因数。升压型拓扑结构通过限制输入电压也可以获得很高的效率，但当输入电压范围变宽后，要维持同样的高效率就变得有些困难。
为此在实际的应用产品中，采用电路简单、可靠性较高的3种方法：一是减小半导体二极管的反向恢复损耗；二是用IGBT代替MOSFET，以减小开通损耗；再就是减小交流损耗。
首先，选用一种SiC肖特基二极管，它具有高的温度特性(最高允许工作温度达到300℃)，高的反向耐压，低的导通电阻和高的开关频率等。以上特点使得开关器件体积缩小，开关频率的提高也使得。Boost APFC的体积进一步减小。同时它还具有正的温度系数，便于在大电流时采用多个二极管并联使用，不会造成二极管之间的电流出现不均衡的现象。再有这种二极管的反向恢复时间及反向电流都非常小，并且有非常好的温度特性，其反向恢复时间不会随着温度升高而变化。用它就会减小开关管导通时的开关损耗，从而提高效率。
其次，用IGBT代替MOsFET，一个主要的原因是：MOSFET开关在低输入电压时，由于导通器件的漏源极间为导通电阻，使得其导通损耗快速增加，即随着电流的增大而与电流的平方成正比。而IGBT则是集射极间的几乎是相同的电压饱和压降，因此，其导通损耗相对增加较慢，只与输入电流成线性关系。这就减小了在宽范围输入电压下的损耗，提高了系统效率。
最后，减小交流损耗，交流损耗的产生主要由电感的纹波电流造成的。绝大部分的损耗来自于磁心本身，并且严重依赖于磁心材料本身，为此采用非晶铁心材料饶制的电感，因为它具有优良的恒电感特性和抗直流偏磁能力，且损耗小。不过成本较贵，但对提高Boost APFC效率效果明显。
经过调整后带整流桥的Boost APFC的输入功率与效率的关系，如下图1所示。
2 如何提高稳定性
平均电流控制技术是在峰值电流控制技术的基础上发展起来的。在这种控制方式中，乘法器与比较器之间增加了一个电流调节器。该电流调节器控制输入电流的平均值，使其与编程信号波形相同，由于电流环具有较高的增益带宽，跟踪误差小，因此瞬态特性较好。是目前应用最广泛的一种控制技术。
这种技术的电压环带宽控制在20 Hz以下，电流环则要求足够快以满足不失真和低谐波的要求。事实是，在实际产品的设计过程中，经由理论分析设计的电路在带阻性负载或者交流变频压缩机测试时，工作一切正常。但当带直流变频压缩机这类感性负载工作时，就出现新的不稳定现象见图2，即遇到双周期分叉现象。
由于在整个设计过程中，存在许多理想假设，例如：假设变换器的输出纹波很小；假设当通过较大输出电容时可被忽略，而大电容因其成本高，体积大，在实际中使用中并没有那么大；假设用输入电压有效值代替时变值，忽略其时变的影响等。另外由于PFC的固有属性，PFC动态环路总是用低带宽进行补偿，目的是不对频率2xfL的纹波产生响应，这里fL指交流电源线的频率。因此，当负载突变时，调整电路不能做出快速响应，从而引起输出电压波动过大。而稳定系统自身可以调节扰动，使其重新进入稳定运行状态；不稳定系统无法控制扰动，从而进入不稳定运行状态。结果出现上述的双周期现象。
变换器输出电容上的电压是由输入功率与输出功率的差所形成的，输入功率由乘法器的输出电流控制，而乘法器的输出电流又由前馈电流环及反馈电压环共同决定。电压前馈可用于补偿输入电压引起的增益变化，提高回路的稳定性和对交流电压瞬变的瞬间响应性。同时，应有尽可能高的穿越频率，以实现快速跟踪性能。应有足够的稳定裕量，使系统有强的鲁棒性。
为了解决这个问题，在芯片的外围设计中采用了增强动态响应功能。使用高纹波、低等效串联电阻(ESR)的电容，重新设计和调整电压环、电流环网络参数，反复试验，最后得出结论。即：仔细调节输出电压误差放大器的输出，使设计的电流环的瞬变跟踪特性变强，变换器在大电流和感性或阻性负载的情况下，皆具有更好的稳定输出电压的能力，消除了双周期现象的发生。功率因数与其他性能指标正常，未有不良结果产生，达到了预期的目的。
3 如何提高电磁兼容性
电磁兼容性是指在同一电磁环境中，设备能够不因为其他设备的影响正常工作，同时也不对其他设备产生影响工作的干扰。正基于此，干扰造成的原因有内外2种，内部干扰主要是主电路开关过程对控制电路及外部电路造成的影响，外部干扰是电网的纹波和周围用电设备对Boost PFC造成的干扰。针对干扰产生的3要素即干扰源、耦合途径和敏感的接收设备，采用了以下措施：
(1)合理的布局和布线。干扰强度是随着导线和干扰源距离的平方而减小。所以，在电路元件的布局和布线上，尽量使交流输入和直流输出分开并远离。布线要严格分开，简化电流通路的途径，减少相互交叉干扰。
(2)主电路和控制电路本身抗干扰措施。在主电路方面，单相整流桥输入和输出端都应接高频电容，以阻断电网的高频干扰。控制电路芯片的参考基准电压要稳定，也应接一个高频去耦电容到地。
此外，振荡器定时电容到地的引线要尽可能短。开关管的驱动输入端到控制芯片的输出连线要尽可能短，以减小外界的杂散干扰。尽可能减小IGBT和FRD二极管连线的阻抗，即减小长度，增加宽度。还有，IGBT与平滑电容之间的配线距离尽可能短。整个系统的强电部分要遵循进出有序的原则，不能来回走线。 Boost PFC控制器的输出电容也要并联一个小的高压电容，滤除高频杂波。还有要减少芯片供电电源的干扰，例如可在电源输出端接一高频去耦电容到地，这样就可以提高供电电源的品质。降低外界干扰和内部的相互影响，提高系统的电磁兼容性设计水平。
使用L4981B的这种平均电流的升压型模式制作的功率因数校正电路，输入电流连续。并且在BoostPFC开关瞬间输入电流小，这本身就易于电磁干扰滤波。
原则1：减少PFC电路自身产生的干扰控制开关管的开关速度(dv／dt)；减小高di／dt通路的寄生电感，避免电路中产生不必要的谐振；降低开关频率。
原则2：尽量阻止干扰传递到外界减少高dv／dt节点(例如：IGBT的集电极)与外界的电容耦合；减小高di／dt通路形成的回路面积，避免天线效应；增加电源输入端的滤波。
散热片的接法：散热片尽量与地断开，APFC的散热片应该和APFC电路的冷点之间有低阻抗的交流通路，该通路可以通过直接连接或者串联一个几nF的Y电容。Y电容的取值应考虑电路中dv／dt器件与散热片之间的寄生电容，如果电Y电容比寄生电容大n倍，通过散热片耦合到外界的共模干扰也将减小n倍。
APFC电感对电磁兼容的影响：在电感与开关管相连一端的导线，应尽量靠近PFC电路的地方，串联1个磁环；尽量使用环形的电感材料以减少漏磁。
控制芯片L4981B所特有的频率抖动的调制方式，使得原本单一的开关信号频率在某个范围抖动，形成连续的频谱，最终降低频谱峰值，减小电磁干扰。
开关频率抖动控制方法通过调整抖动开关频率，把集中在开关频率及其谐波上的能量分散到它们周围的变频带上(见图3)，由此降低各个频点上的电磁干扰幅值，以达到低于电磁干扰标准规定的限值。
这种方法虽然不能使总的干扰能量降低，但它把干扰能量分散到较宽的频带，从而使Boost PFC更容易达到低于电磁干扰标准规定的限值。
从实际意义上讲，干扰能量被分散在一定频带带宽内，与能量集中的点频脉冲干扰相比，电磁干扰对环境的危害有所降低。频率抖动控制在改变频率的同时，不会对占空比产生影响，也就不会影响输出电压。
试验表明，频率抖动控制通过把集中在开关频率及其倍数频率点上的干扰能量分散到其附近的频带上，使得最大干扰幅值及其他谐波点幅值都得到明显降低；同时该控制方法保持输出电压不变，对输出电压的电磁干扰也同样起到了抑制作用。
4 如何实现电路保护
有些保护是芯片本身就带有的，例如：输入欠压保护、输入过流保护、输出过压保护等。这只要按照芯片的功能，对电路进行合理的设计，进行参数配置即可，这里就不再详述。而有些保护是芯片本身没有的，而又是系统所必须的，这样就必须根据具体情况进行具体分析，设计出适合系统所需要的保护电路，即故障保护电路，也即输出电压出现低电压时，确保后面的变频系统能够迅速响应，以免造成不必要的损失。此设计采用的是如图4所示的设计方法。
图4中fault为通过电阻分压后的待测电压。该设计巧妙地利用了低成本可调分流基准源TL431的基准电压特性，和外围元件组成的具有温度补偿门限的单电源比较器。具体原理为：在参考端加上一个可变电压后，会在阴极与阳极之间输出高+15 V或低+2．5 V电平的电压，再通过发光二极管与二极管的降压作用到光耦等器件上，在FAULT输出高低电平，反馈回主控制器，从而起到故障检测的作用。这种电路的优点在于，电路成本低，且简单可靠。在试验中，性能表现良好。
另外，为防止上电过程中的瞬间大电流损坏PFC中的二极管，必须在电源输入端设有浪涌保护电路，例如，PTC电阻加继电器。这样确保了输入电流的最大瞬时值在可控的范围内，不致对电路造成损害。
5 如何提高性价比、可靠性和电气安规要求
元器件数量的减少，线路设计的简单化，都使得整个系统的性能价格比提高，而且电路中的升压电感L还能阻止快速的电压、电流瞬变，提高了整个电路工作的可靠性。
近年来经济科技的高速发展，使得对各类电器设备功率因数的要求越来越高，提高功率因数校正电路的性能成了一个既有理论价值有又现实意义的课题。提高是无止境的，随着电力电子技术和相关学科的发展，提高APFC性能的方法必将越来越多。
作为I类设备，应满足基本绝缘和接地的要求。这就要求：
首先，接地良好，满足接地点的电位差要求，要用防脱落垫圈，接地线要足够粗，满足接地连续性要求，同时在接地端要有接地符号，在上电的时候，先于电源线L，N接通，在断电的时候，后于电源线L，N断开。
其次，电源初级强电部分与次级弱电部分的电气间隙和爬电距离要满足电源电压或／和变压器等相关初、次级间器件电压的要求，这里面包括：开关电源的变压器内部结构，跨接在电源强电部分与次级弱电部分的光耦的内部和外部的电气间隙和爬电距离符合要求，跨接电容采用Y1电容，工作电压要满足要求，并通过相应的安全认证，还有电源初、次级间还得满足相应高电压的耐压的要求。
再次，装置内部的电源初级强电与次级弱电部分之间的连线的布局要符合安规的要求。做到初、次级间的连接线不能相互接触或交叉，而应当采用各自不同的回路，同时要确保它们之间满足安规中所要求的双重绝缘或加强绝缘等，这样既有利于达到安规的相关要求，对电磁干扰的抑制也有正面的影响，也是有益无害的。
最后，在与其他电路的配合上，也要遵循同样的要求。要考虑全局而不是局部的要求，这样才能事半而功倍。
6 结 语
通过对使用L4981B设计的平均电流模式的有源功率因数校正控制器的改进和完善，电路的性能更加稳定，使用范围也得到了进一步的拓展，达到了预期的目标即由研制性样机到实际生产使用样机的转变。实践证明以上方法不仅有效而且切实可行，真正实现了有源功率因数校正电路的总体性能优化。这对于采用其他类似芯片设计的有源功率因数校正电路的性能提高也有一定的参考作用。
1 如何提高效率
现代技术的发展要求电器设备，既要小巧，又要高效，还要求输入电压具有更广泛的通用性。一个完整的Boost APFC包括全波整流和升压型DC—DC转换，这种配置的APFC具有许多优点：连续输入电流和容易提高功率因数。升压型拓扑结构通过限制输入电压也可以获得很高的效率，但当输入电压范围变宽后，要维持同样的高效率就变得有些困难。
为此在实际的应用产品中，采用电路简单、可靠性较高的3种方法：一是减小半导体二极管的反向恢复损耗；二是用IGBT代替MOSFET，以减小开通损耗；再就是减小交流损耗。
首先，选用一种SiC肖特基二极管，它具有高的温度特性(最高允许工作温度达到300℃)，高的反向耐压，低的导通电阻和高的开关频率等。以上特点使得开关器件体积缩小，开关频率的提高也使得。Boost APFC的体积进一步减小。同时它还具有正的温度系数，便于在大电流时采用多个二极管并联使用，不会造成二极管之间的电流出现不均衡的现象。再有这种二极管的反向恢复时间及反向电流都非常小，并且有非常好的温度特性，其反向恢复时间不会随着温度升高而变化。用它就会减小开关管导通时的开关损耗，从而提高效率。
其次，用IGBT代替MOsFET，一个主要的原因是：MOSFET开关在低输入电压时，由于导通器件的漏源极间为导通电阻，使得其导通损耗快速增加，即随着电流的增大而与电流的平方成正比。而IGBT则是集射极间的几乎是相同的电压饱和压降，因此，其导通损耗相对增加较慢，只与输入电流成线性关系。这就减小了在宽范围输入电压下的损耗，提高了系统效率。
最后，减小交流损耗，交流损耗的产生主要由电感的纹波电流造成的。绝大部分的损耗来自于磁心本身，并且严重依赖于磁心材料本身，为此采用非晶铁心材料饶制的电感，因为它具有优良的恒电感特性和抗直流偏磁能力，且损耗小。不过成本较贵，但对提高Boost APFC效率效果明显。
经过调整后带整流桥的Boost APFC的输入功率与效率的关系，如下图1所示。
2 如何提高稳定性
平均电流控制技术是在峰值电流控制技术的基础上发展起来的。在这种控制方式中，乘法器与比较器之间增加了一个电流调节器。该电流调节器控制输入电流的平均值，使其与编程信号波形相同，由于电流环具有较高的增益带宽，跟踪误差小，因此瞬态特性较好。是目前应用最广泛的一种控制技术。
这种技术的电压环带宽控制在20 Hz以下，电流环则要求足够快以满足不失真和低谐波的要求。事实是，在实际产品的设计过程中，经由理论分析设计的电路在带阻性负载或者交流变频压缩机测试时，工作一切正常。但当带直流变频压缩机这类感性负载工作时，就出现新的不稳定现象见图2，即遇到双周期分叉现象。
由于在整个设计过程中，存在许多理想假设，例如：假设变换器的输出纹波很小；假设当通过较大输出电容时可被忽略，而大电容因其成本高，体积大，在实际中使用中并没有那么大；假设用输入电压有效值代替时变值，忽略其时变的影响等。另外由于PFC的固有属性，PFC动态环路总是用低带宽进行补偿，目的是不对频率2xfL的纹波产生响应，这里fL指交流电源线的频率。因此，当负载突变时，调整电路不能做出快速响应，从而引起输出电压波动过大。而稳定系统自身可以调节扰动，使其重新进入稳定运行状态；不稳定系统无法控制扰动，从而进入不稳定运行状态。结果出现上述的双周期现象。
变换器输出电容上的电压是由输入功率与输出功率的差所形成的，输入功率由乘法器的输出电流控制，而乘法器的输出电流又由前馈电流环及反馈电压环共同决定。电压前馈可用于补偿输入电压引起的增益变化，提高回路的稳定性和对交流电压瞬变的瞬间响应性。同时，应有尽可能高的穿越频率，以实现快速跟踪性能。应有足够的稳定裕量，使系统有强的鲁棒性。
为了解决这个问题，在芯片的外围设计中采用了增强动态响应功能。使用高纹波、低等效串联电阻(ESR)的电容，重新设计和调整电压环、电流环网络参数，反复试验，最后得出结论。即：仔细调节输出电压误差放大器的输出，使设计的电流环的瞬变跟踪特性变强，变换器在大电流和感性或阻性负载的情况下，皆具有更好的稳定输出电压的能力，消除了双周期现象的发生。功率因数与其他性能指标正常，未有不良结果产生，达到了预期的目的。
3 如何提高电磁兼容性
电磁兼容性是指在同一电磁环境中，设备能够不因为其他设备的影响正常工作，同时也不对其他设备产生影响工作的干扰。正基于此，干扰造成的原因有内外2种，内部干扰主要是主电路开关过程对控制电路及外部电路造成的影响，外部干扰是电网的纹波和周围用电设备对Boost PFC造成的干扰。针对干扰产生的3要素即干扰源、耦合途径和敏感的接收设备，采用了以下措施：
(1)合理的布局和布线。干扰强度是随着导线和干扰源距离的平方而减小。所以，在电路元件的布局和布线上，尽量使交流输入和直流输出分开并远离。布线要严格分开，简化电流通路的途径，减少相互交叉干扰。
(2)主电路和控制电路本身抗干扰措施。在主电路方面，单相整流桥输入和输出端都应接高频电容，以阻断电网的高频干扰。控制电路芯片的参考基准电压要稳定，也应接一个高频去耦电容到地。
此外，振荡器定时电容到地的引线要尽可能短。开关管的驱动输入端到控制芯片的输出连线要尽可能短，以减小外界的杂散干扰。尽可能减小IGBT和FRD二极管连线的阻抗，即减小长度，增加宽度。还有，IGBT与平滑电容之间的配线距离尽可能短。整个系统的强电部分要遵循进出有序的原则，不能来回走线。 Boost PFC控制器的输出电容也要并联一个小的高压电容，滤除高频杂波。还有要减少芯片供电电源的干扰，例如可在电源输出端接一高频去耦电容到地，这样就可以提高供电电源的品质。降低外界干扰和内部的相互影响，提高系统的电磁兼容性设计水平。
使用L4981B的这种平均电流的升压型模式制作的功率因数校正电路，输入电流连续。并且在BoostPFC开关瞬间输入电流小，这本身就易于电磁干扰滤波。
原则1：减少PFC电路自身产生的干扰控制开关管的开关速度(dv／dt)；减小高di／dt通路的寄生电感，避免电路中产生不必要的谐振；降低开关频率。
原则2：尽量阻止干扰传递到外界减少高dv／dt节点(例如：IGBT的集电极)与外界的电容耦合；减小高di／dt通路形成的回路面积，避免天线效应；增加电源输入端的滤波。
散热片的接法：散热片尽量与地断开，APFC的散热片应该和APFC电路的冷点之间有低阻抗的交流通路，该通路可以通过直接连接或者串联一个几nF的Y电容。Y电容的取值应考虑电路中dv／dt器件与散热片之间的寄生电容，如果电Y电容比寄生电容大n倍，通过散热片耦合到外界的共模干扰也将减小n倍。
APFC电感对电磁兼容的影响：在电感与开关管相连一端的导线，应尽量靠近PFC电路的地方，串联1个磁环；尽量使用环形的电感材料以减少漏磁。
控制芯片L4981B所特有的频率抖动的调制方式，使得原本单一的开关信号频率在某个范围抖动，形成连续的频谱，最终降低频谱峰值，减小电磁干扰。
开关频率抖动控制方法通过调整抖动开关频率，把集中在开关频率及其谐波上的能量分散到它们周围的变频带上(见图3)，由此降低各个频点上的电磁干扰幅值，以达到低于电磁干扰标准规定的限值。
这种方法虽然不能使总的干扰能量降低，但它把干扰能量分散到较宽的频带，从而使Boost PFC更容易达到低于电磁干扰标准规定的限值。
从实际意义上讲，干扰能量被分散在一定频带带宽内，与能量集中的点频脉冲干扰相比，电磁干扰对环境的危害有所降低。频率抖动控制在改变频率的同时，不会对占空比产生影响，也就不会影响输出电压。
试验表明，频率抖动控制通过把集中在开关频率及其倍数频率点上的干扰能量分散到其附近的频带上，使得最大干扰幅值及其他谐波点幅值都得到明显降低；同时该控制方法保持输出电压不变，对输出电压的电磁干扰也同样起到了抑制作用。
4 如何实现电路保护
有些保护是芯片本身就带有的，例如：输入欠压保护、输入过流保护、输出过压保护等。这只要按照芯片的功能，对电路进行合理的设计，进行参数配置即可，这里就不再详述。而有些保护是芯片本身没有的，而又是系统所必须的，这样就必须根据具体情况进行具体分析，设计出适合系统所需要的保护电路，即故障保护电路，也即输出电压出现低电压时，确保后面的变频系统能够迅速响应，以免造成不必要的损失。此设计采用的是如图4所示的设计方法。
图4中fault为通过电阻分压后的待测电压。该设计巧妙地利用了低成本可调分流基准源TL431的基准电压特性，和外围元件组成的具有温度补偿门限的单电源比较器。具体原理为：在参考端加上一个可变电压后，会在阴极与阳极之间输出高+15 V或低+2．5 V电平的电压，再通过发光二极管与二极管的降压作用到光耦等器件上，在FAULT输出高低电平，反馈回主控制器，从而起到故障检测的作用。这种电路的优点在于，电路成本低，且简单可靠。在试验中，性能表现良好。
另外，为防止上电过程中的瞬间大电流损坏PFC中的二极管，必须在电源输入端设有浪涌保护电路，例如，PTC电阻加继电器。这样确保了输入电流的最大瞬时值在可控的范围内，不致对电路造成损害。
5 如何提高性价比、可靠性和电气安规要求
元器件数量的减少，线路设计的简单化，都使得整个系统的性能价格比提高，而且电路中的升压电感L还能阻止快速的电压、电流瞬变，提高了整个电路工作的可靠性。
近年来经济科技的高速发展，使得对各类电器设备功率因数的要求越来越高，提高功率因数校正电路的性能成了一个既有理论价值有又现实意义的课题。提高是无止境的，随着电力电子技术和相关学科的发展，提高APFC性能的方法必将越来越多。
作为I类设备，应满足基本绝缘和接地的要求。这就要求：
首先，接地良好，满足接地点的电位差要求，要用防脱落垫圈，接地线要足够粗，满足接地连续性要求，同时在接地端要有接地符号，在上电的时候，先于电源线L，N接通，在断电的时候，后于电源线L，N断开。
其次，电源初级强电部分与次级弱电部分的电气间隙和爬电距离要满足电源电压或／和变压器等相关初、次级间器件电压的要求，这里面包括：开关电源的变压器内部结构，跨接在电源强电部分与次级弱电部分的光耦的内部和外部的电气间隙和爬电距离符合要求，跨接电容采用Y1电容，工作电压要满足要求，并通过相应的安全认证，还有电源初、次级间还得满足相应高电压的耐压的要求。
再次，装置内部的电源初级强电与次级弱电部分之间的连线的布局要符合安规的要求。做到初、次级间的连接线不能相互接触或交叉，而应当采用各自不同的回路，同时要确保它们之间满足安规中所要求的双重绝缘或加强绝缘等，这样既有利于达到安规的相关要求，对电磁干扰的抑制也有正面的影响，也是有益无害的。
最后，在与其他电路的配合上，也要遵循同样的要求。要考虑全局而不是局部的要求，这样才能事半而功倍。
6 结 语
通过对使用L4981B设计的平均电流模式的有源功率因数校正控制器的改进和完善，电路的性能更加稳定，使用范围也得到了进一步的拓展，达到了预期的目标即由研制性样机到实际生产使用样机的转变。实践证明以上方法不仅有效而且切实可行，真正实现了有源功率因数校正电路的总体性能优化。这对于采用其他类似芯片设计的有源功率因数校正电路的性能提高也有一定的参考作用。
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