电流保护波形一致性分析 - 光耦HCPL-316J的应用

　　从两种方案所得的实际电流保护波形是一样的实际结果来看.说明方案1与方案2本质上并没有区别。究其原因，主要是本驱动系统主回路驱动方式均采用单极性的特性决定的，在图3中，假设在正方向的速度设定下，完整的一个驱动周期如下：

　　(1)T1、T3导通，电流从电源+→T1→A→M→B→T3→电源-，正向流过电机M，电流增大，直到电流限幅值或电流保护值;

　　(2)T1断、T3保持导通，电流从A→M→B→T3→VD3，电流方向仍为+，处于续流阶段;在此阶段，电流处于下降趋势，幅值必定比a阶段小，所以在此阶段，即使下管驱动采用光耦A316J，也必不会达到光耦A316J的电流保护点，因此，下管采用光耦A316J与采用普通驱动光耦的结果是一样的;

　　(3)T1、T3导通，电流从电源+→T1→A→M→B→T3→电源-，正向流过电机M，电流增大，直到电流限幅值或电流保护值;

　　(4)T3断、T1保持导通，电流从A→M→B→VD2→T1，电流方向仍为+，处于续流阶段;同样，在此阶段，电流处于下降趋势，幅值必定比c阶段小，也必不会达到光耦A316J的电流保护点。

　　所以，下管是采用光耦A316J或采用普通驱动光耦，得到的电流保护结果是一样的，从电路简介性看，可采用普通光耦，且价格相对低点;从减少所需器件种类来看，可采用A316J，价格相对高点。

　4 注意事项

　　在两种方案电路中，均要关注：

　　(1)负载问题：在图3中，如果负载为电感性负载，则由于续流是通过二极管回路进行，即电流下降梯度非常慢，假使在下一周期只要一打开IGBT，光耦马上检测到过流信号，在不大于3μs内实施对IGBT实施软关断，即在一个PWM周期内，IGBT最小导通时间为此延时时间。假定在此段时间内电流的增加多于下降，则会随着导通时间的加长，电流越来越大，超越IGBT的承受能力，造成IGBT损坏，这一点在应用中必须注意;

　　(2)时序问题：在上电时，如果光耦供电电源未稳定之前，VIN+、VIN-之间即满足VOUT输出为高的条件，则可能会造成驱动输出电平不够高、IGBT处于放大区的工作状态，容易造成IGBT的损坏，所以上电时，一定要保证在供电电源充分稳定后，再允许IGBT工作;同样，掉电时，也要充分保证光耦供电电源在未跌落之前关断驱动VOUT的输出，否则，驱动VOUT输出很容易出现高频抖动(如图5所示：即是由于电源已由17V跌落到14V时，还未关断送出到VIN+、VIN-的输出，结果在运行过程中突然掉电即发生IGBT损坏)，更是对IGBT的安全工作造成威胁;

　　(3)IGBT的Vce分散性问题：由于IGBT的导通管压降的分散性，会导致采用相同的电流检测电阻，会得到不同的电流保护值，所以，实际应用中电流采样电阻是与估算值偏差较大，应综合所有工况、以达到所需的电流值来确定电流采样电阻值;

　　(4)光耦A316J的电流采样基准分散性问题：同上，由于光耦A316J的电流采样基准分散性，亦会导致采用相同的电流检测电阻，会得到不同的电流保护值。

　　5 两种方案优劣分析

　　方案2由于只有下管采取光耦A316J，比方案1电路更为简洁，也使电流保护调节变得更为简单，所以实际应用中推荐使用方案2。

　　采用光耦A316J作电流保护用，虽然电路变得简单、可靠，但与传统的过流保护电路一样，仍然无法解决电流保护点比较确定的问题：传统的过流保护电路，大都采用RC滤波的方式作电流检测输入，有可能在滤波电容C上的电荷在此PWM周期未放掉完，下一周期PWM又开通，于是电流又上升，检测到的电流信号又会继续给滤波电容C充电，即相当于保护延时变短，则保护点就会降低。

　　6 结束语

　　从上述的实验结果来看，虽然使用光耦A316J在电路结构方面比传统的过流保护电路更为简洁、可靠，也使电流保护调节变得更为简单，所以现在国内应用越来越广泛。但也存在着如前面所述和传统的过流保护电路一样的缺点，并且在实际应用中一定要注意上下电的时序配合问题，否则，在此过程IGBT很容易损坏。

　　实验证明，只要解决好上述的问题，该光耦的优越性还是很明显的，该光偶目前在我公司的交直流伺服产品上都已经得到了很好的应用。