基于三电平拓扑的电力电子变压器研究 - 全文

1、前言
近年来，一种基于电力电子变换技术的新型电网配电变压装置，即PET，受到国内外学者的广泛关注。它不仅体积小、重量轻，而且具有交直流转换能力，可灵活地将各种分布式发电系统接入电网，比传统变压器更能适应智能电网环境下用户对电能的个性化需求。
    在三电平结构中，开关管承受的电压应力仅为两电平拓扑的一半，因此可以成倍提升输入级的电压，解决PET在配电系统中的实用化问题，且不存在开关管直接串联电路中的器件均压问题。与模块串并联拓扑相比，可以减少所用器件的数量，提高PET的可靠性并降低成本。但目前国内还未见公开发表的有关三电平结构PET的相关文献。这里在上述文献的基础上提出改进的三电平PET，设计了三相系统中各环节的控制策略，并通过仿真验证了其拓扑和控制策略的有效性。

2 三电平PET电路介绍
    图1为三电平PET的拓扑结构。其工作原理为：输入级将高压工频交流电经整流后变成直流电，在隔离级被调制成高频方波加载到高频变压器，降压后在次级又还原成直流电，最后经输出级逆变成三相低压工频交流电。由于中间隔离级的存在，在电源发生电压波动、频率闪变、谐波注入或负载投切时，三电平PET能避免系统侧与负载侧的相互影响，维持初、次级良好的电压电流波形，且输出恒定的电压。

2．1 输入级
    系统的输入级采用二极管箝位式三电平PWM整流器，每一个桥臂由4个功率开关构成，因此每一个主功率开关所承受的电压峰值只有两电平PWM整流器的一半，而且三电平PWM整流器有27个开关矢量，因此其在开关频率不是很高的情况下也能保证网侧良好的电流波形，其谐波和畸变率大大小于两电平PWM整流器。高频的PWM整流器可以保证网侧电流与电源之间功率因数为1。
2．2 中间隔离级
    系统的中间隔离级在原有三电平PET基础上作了改进，采用零电压开关半桥三电平DC／DC变换器，对配电变压器不考虑能量的双向流动，故在变压器次级采用全桥不控整流电路，开关管两端并联电容为其自身结电容。与两电平PET中的DC／DC变换器相比，通过变换器初级2只中点箝位二极管使得4只开关管电压应力仅为输入直流电压的一半，且通过谐振电感Lk对4只开关管上的并联结电容进行充放电，使相应的结电容两端电压达到零，实现零电压开关，飞跃电容Cs用来将2对开关管开关过程连接起来，这样能有效减小开关损耗，提高变换器效率。
2．3 输出级
    由于隔离级已将高压直流电变换为约600 V的低压直流电，且PET输出目标也是380 V低压用电，在此电压等级下，目前的IGBT器件已足够成熟可靠，因此输出级采用两电平PWM逆变器，并辅以LC滤波器。
3 控制策略
3．1 输入级控制
    输入级的控制策略需要实现整流输出直流电压可控及网侧电流与电源之间单位功率因数运行等，因此采用在d，q坐标系下的电压电流双闭环控制策略，图2为输入级的控制原理。

    为保证三电平PET各环节间的电压平衡，必须对三电平PWM整流器的中点电压进行控制。设中点处上电容电压为udc1，下电容电压为udc 2，由文献可知一对小矢量对中点电压的影响正好相反，定义使udc1增大、udc2减小的为正小矢量，反之为负小矢量。当采用变比例因子精确中点电压控制方法时，定义比例因子：
    
    式中：U为中点电压偏差期望值。
    除上式外，还需将ρ限制在±1以内。这里对该方法进行进一步改进，结合网侧电流方向来先判断小矢量的正负属性。
    
    式中：t正为正小矢量的作用时间；t负为负小矢量作用时间；t1为该小矢量原作用时间。
    利用此方法，根据中点电压偏差实时调整正负小矢量的作用时间，达到更精确的中点电压控制，提高了系统稳定性。
3．2 中间隔离级控制
    为抑制网侧电源波动及负载突变等对隔离级输出直流电压的影响，隔离级控制策略需实现隔离级输出电压可控及恒定。考虑到控制方案的简化，这里设计了一种电压单闭环PI调节方法。
    在图1的隔离级框图中，定义VT1，VT4为超前管，VT2，VT3为滞后管，对开关管驱动信号采用移相控制的方法，VT1和VT4，VT2和VT3分别成180°互补导通，VT1，VT4分别超前VT2，VT3一个相位，称为移相角。在控制方案设计中通过调节移相角的大小即可控制输出电压的大小。因此将输出直流电压实际值Uo与设定值之间的偏差通过PI调节器，其输出为移相角，作用到移相PWM控制器上得到4个开关管的控制脉冲，从而实现对输出电压的调节。图3为隔离级的控制原理。

3．3 输出级控制
    输出级控制需要实现输出恒压恒频的低压三相交流电，当网侧电源波动或者负载投切时保持输出电压恒定。通常配电系统的负载为无源性质，因此采用在d，q坐标系下基于瞬时值反馈的定交流电压控制，图4为输出级控制原理图。将三相负载电压的d，q分量分别与各自参考值比较后的偏差量经各自PI调节器，得到指令空间电压矢量Ud，Uq，最后经过SVPWM得到开关管的驱动脉冲。d轴电压参考值为负载相电压幅值，q轴电压参考值取为0。这种控制方案可从理论上保证输出电压稳态无差，且能有效抑制负载及系统扰动。

4 仿真研究
    为验证该三电平PET电路的合理性和控制策略的有效性，针对10 kV／380 V配电系统环境下PET的稳态运行及输入电压波动、频率闪变、含有谐波、负载投切等特殊情况进行了仿真研究，采用PSCAD／EMTDC软件仿真。其参数如下：输入级，输入电感Lr=15 mH，输入电阻R=0．5 Ω，输出稳压电容Ci=4．8 mF；隔离级，Cs=10μF，Lk=50 μH，并联结电容C=10 nF，输出滤波电感Lg=0．2 mH；输出级，滤波电感Lv=0．3 mH，滤波电容Cv=300 μF。输入级、隔离级、输出级及高频变压器工作频率均为5 kHz，高频变压器变比8．6 kV：1．5 kV。
4．1 稳态运行
    图5为三电平PET稳态运行时的仿真波形。它在保证输出级输出电压恒定的同时，使输入电流及输出电压均为正弦波，且实现了网侧单位功率因数控制。由图5c可见，在VT1承受电压降为零时对其进行了开通与关断，实现了零电压开关。经快速傅里叶变换分析，其单相输入电流总谐波畸变率约为1．04％，单相输出电压THD≈0．93％。

4．2 输入电压波动±20％
    图6为输入电压波动时的仿真波形。在0．505 s处，初级10 kV系统输入电压出现20％的电压上升，持续2个周期后恢复正常，在0．565 s处输入电压又出现20％的电压跌落，持续2个周期后恢复正常。从仿真结果可见，输出电压几乎不受影响，有效抑制了输入电压的波动。

4．3 输入电压发生频率闪变
    图7为输入电压发生频率闪变时的仿真波形。在0．505 s处，输入电压出现10 Hz的频率跌落，持续2个周期后恢复正常，在0．565 s处输入电压又出现10 Hz的频率上升，持续2个周期后恢复正常。由仿真结果可见，输出电压几乎不受影响，能够有效抑制输入电压频率的闪变。

4．4 输入电压含基波幅值20％的5次、7次谐波
    图8为输入电压含有基波幅值20％的5次、7次谐波时的仿真结果。由FFT分析可知，单相输出电压的THD≈0．97％，可见PET输出仍维持了较好的正弦度。可见即使输入电压中有较多的谐波，由于隔离级的存在阻碍了谐波扩散，因此输出电压基本不受影响。

4．5 负载投切
    图9为突加负载时的仿真波形，0．45 s时突加66．7％的负载。由仿真可见，在突加负载后输入电流变大，但仍维持正弦波且与输入电压之间功率因数为1。输出电压在突加负载时发生一定的波动，但马上又恢复正常。说明负载投切对输出电压衡，在负载突加后略微变大，但始终保持在2 V以内，说明中点电压控制达到了很好的效果。

5 结论
    所提出的三电平PET在稳态运行时能够保持初级可控且良好的电压电流波形，在输入电压波动、频率闪变、含有谐波及负载投切等动态过程中都能保持输出电压的恒定，有效地抑制了可能出现的扰动，实现了良好的电能质量调节。在结构特点上三电平PET可在有效提高输入电压等级的同时降低开关损耗，使得PET的实用化变为可能。另外，PET电路中的直流环节也为光伏发电等新能源系统以及储能系统的直接接入提供了接口。目前，所提出的三电平PET的实验样机尚处在研制中，待样机完成后可以直接应用在6 kV的配电系统中。