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电源设计关键之拓扑结构（一）
一、交错式DC/DC转换器拓扑改进方案
与传统的并联输出级晶体管相比，交错式DC/DC转换器拓扑结构能够实现更高效率的设计，且仍然有改进的余地。在交错式操作中，许多微型转换器单元(或相位)并联放置。理想情况下，有源相移控制电路将功率均匀分配于各相，而且这种方法能够消除输出端的电流纹波，并提高有效纹波频率，从而降低对输出滤波器电容的要求。交错方法还能显著降低对输入电感和电容的要求。
然而，这种方法有几个缺点。缺点之一是需要权衡转换器的满载效率与轻载效率。在晶体管级并联的情况下，导通损耗减小，但开关损耗增大。满载时以导通损耗为主，不存在问题。但轻载时相反，开关损耗处于支配地位。此外，各相之间的均流也是一个麻烦的问题，一般由有源控制电路来处理此问题(如果没有该电路，并联各相之间的微小器件不匹配就会造成巨大的相位电流不平衡)，有些方法优于其它方法。
图1：双相交错式双开关正向转换器
数字电源管理能够执行复杂的控制算法，并具有数据总线能力，因而能够更有力地解决这些问题。下面我们将把该技术应用于一个双相交错式双开关正向转换器，以实现实时优化。
提高效率
A. 轻载与重载
开关电源转换器的总能量损耗等于导通损耗Pcond与开关损耗Psw之和。给定输出电流Iout和开关频率fs，开关损耗为(公式1)：
Psw = Psw1 + Psw2 = ksw1 • Iout • fs + ksw2 • fs
其中，ksw1和ksw2是与器件相关的开关损耗系数。一般说来，晶体管尺寸越大，则ksw1和ksw2越高。
不考虑电感电流纹波，路径电阻Rpath上的导通损耗为(公式2)：
Pcond = Iout2 • Rpath
并联使用交错相位可以降低路径电阻，从而提高重载效率。然而，轻载时的功率损耗以开关损耗为主。ksw1和ksw2随着相位增多而提高，交错操作会显著降低轻载效率。因此，与单相转换器相比，交错式多相转换器具有更高的重载效率，但轻载效率则较低。转换器的效率为(公式3)：
对于单相转换器，空载时的电源转换效率为0，因为开关损耗部分Psw2始终存在。当输出电流增大时，Psw2变得微不足道，因而效率随之提高。公式3中的分母是一个二阶多项式，而分子仅有一阶，因此当输出电流经过最优点后，效率又开始下降。对于双相转换器，效率最优点时的输出电流为单相转换器的两倍。因此，相位越多，重载效率越高，但轻载效率则越低。
以前认为，只有满载效率才是重要的。但如今，电源转换器更多时候是为轻载供电，而不是为重载供电。随着节能需求日益高涨，较高的轻载效率对于电源至关重要。因此，设计师希望利用智能交错控制器来实现所有负载下的高效率运作。
B. 通过控制相数实时优化效率
以上的功率损耗分析显示，让两个并联相位同时在轻载下工作是不合适的。如果关闭一个相位，情况将大为改观。导通损耗增大，但开关损耗减小，因此轻载效率更高。关键是要确保实时优化相数。
图2所示为一个双相交错式双开关正向转换器的实验波形，本例采用ADI公司的数字控制器ADP1043实施控制。当总负载电流降至某一阈值以下时，第二相位禁用。如图3所示，当一个相位关断时，轻载效率得到提高。实施和不实施相位优化控制的轻载效率差可能高达15%。
图2：利用ADP1043实现自动相位关断
图3：高效率交错式双开关正向转换器
C. 通过DCM操作实时优化效率
从图3可以看出，对于极低的负载，即使以单相工作，效率也会大幅下降。原因之一是转换器的副边使用同步整流器(图1)，当输出电流水平低于电流纹波时，反向电流就会流过输出电感，这种循环电流会引起导通损耗。为了提高效率，一种解决方案是关断所有副边同步整流器，放任体二极管或并联二极管(多数情况下是肖特基二极管)自由处理。当负载足够低时，转换器以断续电流模式(DCM)工作，从而避免循环电流的问题。
采用这种方案，转换器效率比连续电流模式(CCM)高5%。此外，轻负载时关断一相可以进一步提高整个应用负载范围的效率。
D. 其它考虑除了采取上述措施来优化实时效率以外，设计师还必须仔细考虑功率级和控制器的设计。功率级、检测网络和反馈控制电路存在固有的传播延迟，因此在快速负载升压瞬变过程中，系统必须保持第一相位的输出电压稳定后，才能启动第二相位。而且，系统应能短时间处理全功率。晶体管的选择应当基于这种热敏感条件。此外，磁学设计应能避免系统在较高输出电流下发生饱和。
至于控制器，反馈补偿器需要根据不同的工作模式进行调整，因为功率级传递函数会随着相数和CCM/DCM条件的不同而改变。这就需要控制器提供智能管理，传统的控制器很难胜任。另外，数字电源管理控制器能够自动检测负载条件，并且平稳切换到合适的转换器模式。
各相均流交错式操作本身并不能确保电流均匀分配。由于并联各相共享同一电压反馈，所以不存在因基准电压不匹配而导致的误差。因此，负载不平衡与器件容差、驱动不平衡和时序误差有关。
电流不平衡会造成热应力和器件应力。针对可能发生的过应力状况，晶体管和磁性器件必须采取保险设计。此外，效率也会受影响。例如，如果交错式正向转换器的总电流为30A，两相分别提供10A和20A的电流，那么该因素所致的效率下降幅度接近1%。
有两种控制方案可用来实现各相均流：内环路均流和双环路均流。内环路均流本质上是电流模式控制。电压补偿器的输出用作均流总线，为所有相位提供输出电流参考。在电压环路内，均流环路设计不受电压带宽的限制，均流响应甚至可以比电压环路更快。然而，当设计外电压环路时，必须考虑内环路的影响。如果内环路更快，外环路的电压调节功能可能会被削弱。
在双环路操作中，电压调节环路和均流环路并联。各相有一个专用均流补偿器来确保其电流跟随均流总线，它可以是并联各相的平均电流或最高相位电流。各相的均流环路输出与公共电压补偿器输出相加，产生该相的占空比信号。这样，均流控制器和电压调节控制器均会影响占空比信号的产生。采用这种控制结构时，各环路可以灵活设计，设计师不必过份担心均流环路与电压调节环路的相互影响。
无论采用何种均流方案，为了进行有源控制，必须检测各相的电流。传统方法是各相均使用电流检测方案。电流检测一般用于保护目的，这种技术会增加交错式转换器的成本。
为了利用一路输入检测两相的电流，控制器必须分离各相的电流。在交错式正向操作中，主开关的占空比始终低于50%，以免变压器饱和。在180度相移下，主开关电流检测不会发生信号重叠。因此，通过数字控制可以对检测信号进行分配，使之与各相的占空比信号对齐。这样，只使用一个电流检测电路就能清楚地辨别各相的电流。控制器监控各相中流动的电流，存储此信息，并且补偿驱动信号以确保均流。
图4所示为一个利用ADP1043控制器实施以上方案的交错式正向转换器示例。显而易见，因为占空比低于50%，所以利用一个公共电流检测点，控制器就能确定各相的电流。如果不实施均流控制，第二相位的电流几乎是第一相位的两倍。启用均流控制后，两相之间的电流差大幅降低到5%。
图4. 两相均流控制的效果：(上图)启用均流控制;(下图)禁用均流控制。
总而言之，交错式操作能够提供单相设计所不具备的优点。使用数字电源管理可以进一步扩大交错式操作的好处。数字控制还能实现简单的均流方案。
二、节能式电源拓扑详解
世界各地有关降低电子系统能耗的各种倡议，正促使单相交流输入电源设计人员采用更先进的电源技术。为了获得更高的功率级，这些倡议要求效率达到87% 及以上。由于标准反激式 （flyback） 和双开关正激式等传统电源拓扑都不支持这些高效率级，所以正逐渐被软开关谐振和准谐振拓扑所取代。
图1所示为采用三种不同拓扑 （准谐振反激式拓扑、LLC谐振拓扑和使用软开关技术的非对称半桥拓扑） 的开关的电压和电流波形。
图1：准谐振、LLC和非对称半桥拓扑的比较
输出二极管电流降至零
当初级端耦合回次级端时的斜坡变化
体二极管导通，直到MOSFET导通
这三种拓扑采用了不同的技术来降低MOSFET的开通损耗，导通损耗的计算公式如下：
在这一公式中，ID 为刚导通后的漏电流， VDS 为开关上的电压， COSSeff 为等效输出电容值（包括杂散电容效应），tON 为导通时间，fSW 为开关频率。。
如图1所示，准谐振拓扑中的 MOSFET 在刚导通时漏极电流为零，因为这种转换器工作在不连续传导模式下，故开关损耗由导通时的电压和开关频率决定。准谐振转换器在漏电压最小时导通，从而降低开关损耗。这意味着开关频率不恒定：在负载较轻时，第一个最小漏电压来得比较早。以往的设计总是在第一个最小值时导通，轻负载下的效率随开关频率的增加而降低，抵消了导通电压较低的优点。在飞兆半导体的e-Series™ 准谐振电源开关中，控制器只需等待最短时间 （从而设置频率上限），然后在下一个最小值时导通 MOSFET。
其它拓扑都采用零电压开关技术。在这种情况下，上面公式里的电压VDS将从一般约400V的总线电压降至1V左右，这有效地消除了导通开关损耗。通过让电流反向经体二极管流过MOSFET，再导通MOSFET，可实现零电压开关。二极管的压降一般约为1V。
谐振转换器通过产生滞后于电压波形相位的正弦电流波形来实现零电压开关，而这需要在谐振网络上加载方波电压，该电压的基频分量促使正弦电流流动 （更高阶分量一般可忽略）。通过谐振，电流滞后于电压，从而实现零电压开关。谐振网络的输出通过整流提供DC输出电压，最常见的谐振网络由一个带特殊磁化电感的变压器、一个额外的电感和一个电容构成，故名曰LLC。
非对称半桥转换器则是通过软开关技术来实现零电压开关。这里，桥产生的电压为矩形波，占空比远低于50%。在把这个电压加载到变压器上之前，需要一个耦合电容来消除其中的DC分量，而该电容还作为额外的能量存储单元。当两个MOSFET都被关断时，变压器的漏电感中的能量促使半桥的电压极性反转。这种电压摆幅最终被突然出现初级电流的相关MOSFET体二极管钳制。
选择标准
这些能源优化方面的成果带来了出色的效率。对于75W/24V的电源，准谐振转换器设计可以获得超过88%的 效率。利用同步整流 （加上额外的模拟控制器和一个PFC前端），更有可能在90W/19V电源下把效率提高到90% 以上。在该功率级，虽然LLC谐振和非对称半桥转换器可获得更高的效率，但由于这两种方案的实现成本较高，所以这个功率范围普遍采用准谐振转换器。对于从1W辅助电源到30W机顶盒电源乃至50W的工业电源的应用范围，e-Series集成式电源开关系列都十分有效。在此功率级之上，建议使用带外部MOSFET的FAN6300准谐振控制器，它可以提供处理超高系统输入电压的额外灵活性，此外，由于外部MOSFET的选择范围广泛而有助于优化性价比。
准谐振反激式拓扑使用一个低端MOSFET；而另外两种拓扑在一个半桥结构中需要两个MOSFET。因此，在功率级较低时，准谐振反激式是最具成本优势的拓扑。在功率级较高时，变压器的尺寸增加，效率和功率密度下降，这时往往考虑采用两种零电压开关拓扑。
系统设计会受到四个因素所影响：分别是输入电压范围、输出电压、是否易于实现同步整流，以及漏电感的实现。
图2比较了两种拓扑的增益曲线。为便于说明，我们假设需要支持的输入电压为110V 和 220V。对于非对称半桥拓扑，这不是问题。在我们设定的工作条件下，220V 和110V 时其增益分别为0.2和0.4 。在220V时，效率较低，因为磁化DC电流随占空比减小而增大。对于LLC谐振转换器来说，最大增益为1.2，要注意的是满负载曲线非常接近谐振。0.6的增益将导致频率极高，系统性能很差。总言之，LLC 转换器不适合于较宽的工作范围。通过对漏电感进行外部调节，LLC 转换器可以用于欧洲的输入范围，但代价是磁化电流较大；若采用了PFC前端，它的工作最佳。而非对称半桥结构在输入端带有PFC级，因此电路可工作在很宽的输入电压范围上。
图2：非对称半桥和LLC转换器的增益曲线
对于24V以上的输出电压，我们建议采用LLC谐振转换器。高的输出二极管电压会致使非对称半桥转换器效率降低，因为额定电压较高的二极管，其正向压降也较高。在24V以下，非对称半桥转换器则是很好的选择。因为这时LLC转换器的输出电容纹波电流要大得多，其随输出电压降低而变大，从而增加解决方案的成本和尺寸。
上述两种拓扑都可以采用同步整流。对非对称半桥拓扑，这实现起来非常简单 （参见飞兆半导体应用说明AN-4153）。对LLC控制器，需要一个特殊的模拟电路来检测流入MOSFET的电流，如果开关频率被限制为第二个谐振频率 （图2中的100kHz），该技术是比较简单的。
最后，两种设计都依赖变压器的漏电感：在LLC转换器中用来控制增益曲线 （图2）；而在非对称半桥转换器则用以确保轻载下的软开关。对于大多数应用，我们都建议采用两个单独的电感来达到此目的。漏电感是变压器中不容易控制的一个参数。此外，要实现一个不同寻常的漏电感，需要一个非标准的线圈管，这增加了成本。对于非对称半桥结构，如果采用标准变压器，谐振开关速度至少是开关频率的10倍，从而产生更大的损耗。总之，对LLC转换器而言，建议再采用一个普通铁氧体电感；而对非对称半桥转换器，建议只使用一个高频铁氧体电感。
图3显示了非对称半桥转换器的电路示意图。该图非常类似于LLC谐振转换器，只有一点不同：LLC谐振转换器不需要输出电感，以及非对称半桥控制器需要设置频率而非PWM控制。
图3：基于FSFA2100的非对称半桥转换器
192W/24V 非对称半桥转换器的效率在 93% 左右。AN-4153 360W/12V 倍流版在额定负载为20%-100% 时也有超过93%的满负载效率。
在包含 PFC 前端的 200W/48V 电源条件下，LLC 谐振转换器的效率在 93% 左右。通过同步整流，在该功率级下可以把效率提升至95%-96%。
三、两种高效能电源设计及拓扑分析
电源在降低功耗上举足轻重，因此面对法规标准和消费者的更高要求时，重新检讨其设计方式就显得非常急迫。虽然可以改进传统的拓扑结构来达到更高效能要求，但可以明显地看出，沿用旧式设计方式的产品，其性价比将会低。在本文中，我们将提出两个能符合更高效能要求，并可控制目标成本的设计方式，并将之和传统的拓扑结构进行比较。
传统的拓扑结构
为特定应用选择拓扑结构时有几个考虑因素，包括输入电压范围是全球通用还是只针对特定地区，输出电压是单一还是多重(电流大小也是重要的条件)，效能目标，特别是在不同负载下的效能表现。传统上，在大批量生产电源时多以成本，设计工程师对拓扑结构的熟悉度以及元件是否容易采购为考虑因素，其他因素还包括设计是否容易实
现和设计方式是否在电源产业链中为大家所熟知等。
较受欢迎的传统设计方式主要为单开关正向、双开关正向和半桥结构，这些结构提供了满足目前需求的稳固解决方案。不过如上所述，新兴的标准需要电源能够达成比先前更高的效能。过去，典型的台式电脑电源可以达到60%～70%的最高效能，但现在则要求电源在额定负载的20%、50%和100%时都能达到最低80%的效能。同时，最近更出现了希望能够在低于20%负载时达到70%或以上效能的趋势，且待机功耗能够持续下降。我们将探讨三种传统拓扑的优缺点，并介绍两种新型的拓扑。
1 单开关正向
图1中的这个拓扑相当受到欢迎，主要原因是元件数少且设计要求简单，但对于不同负载情况的高效能要求却为这个拓扑带来新挑战。在接近满载或满载时，这个拓扑的效能受到50%占空比的限制。而在较轻负载时，开关耗损是造成效能不佳的主要原因。许多较新的设计采用功率因数校正(PFC)前端来降低谐波电流，在400 V的PFC输出电压下，单开关正向方式被迫使用大于900 V的开关，提高了FET的成本。
图1 单开关正向拓补
2 双开关正向
图2是另一个使用相当普遍的拓扑，它是解决开关电压限制问题的升级版本。这依旧是一个会有高开关耗损的硬开关电路。其所带来的问题是需要使用门极驱动变压器或芯片驱动电路来推动高电压端MOSFET。
图2 双开关正向拓补
3 半桥
图3中的半桥变压器是高功率要求的另一个选择。和单开关或双开关正向变压器相反，半桥变压器可以在两个象限工作并降低原边FET的电流。变压器组成结构和输出整流比单一正向拓扑结构复杂，也存在高开关耗损问题。
图3 半桥拓补电路结构
新兴拓扑结构
为了符合更高效能的要求，业界已开发了数种新的拓扑结构。这些新电路拓扑不一定是指新发明，而是新近在商业大批量应用的。其中，两种最受重视的拓扑分别为有源钳位正激和双电感加电容(LLC)。
1 有源钳位正激
图4中的有源钳位正激拓扑是一个存在已久的软开关结构，虽然这种结构和传统的正向式拓扑结构类似，但过去一直被视为是难以实现的结构，因此主要应用在特殊领域，比如电信领域。不过，随着新IC的推出，这种结构的实现变得非常简单。
图4 采用安森美半导体NCP1562的有源钳位正激拓补结构
在这个拓扑结构中，变压器在主开关的整个关闭时间内通过附属开关串行的电容进行复位，这样做可以消除单开关正向结构中的无效时间。它的主要优点包括低开关耗损，可在50%以上占空比工作，降低了原边开关的电流应力。同时，这个结构也提供了自驱动同步整流功能，省去了专用门极驱动电路。加之低电压MOSFET越来越低的价格，采用MOSFET和同步整流已经成为实现低输出电压高电流整流的可行方案。
使用有源钳位器件和进行有源钳位FET的控制虽然看起来会增加电路的复杂度，但却可以通过节省缓冲电路、复位电路和较低整体开关要求加以补偿。这个结构也能够在宽广的输入电压范围下工作，因而适合多种应用，包括电视游戏机。
这个结构的主要缺点是没有大批量应用，比如在计算机中，因此一般台式机的设计工程师对它感到陌生。不过随着像安森美半导体等公司不断推出产品，这个拓扑结构的实现难度已经降低了。在较大批量应用中采用这个结构也能够降低采用元件的成本。这个拓扑的另一缺点是，和双开关正向或半桥变压器比较，需要较高额定电压的开关。 <-- 2007-12-5 23:37:38--> 2 LLC谐振半桥
图5中的LLC拓扑结构特别适用需要高输出电压的场合，如液晶和等离子电视等应用。
图5 LLC谐振半桥拓补结构
和有源钳位拓扑一样，这也是一款因超低开关耗损达到超高效能的软开关拓扑结构。其他优点还包括不需输出电感，因此可以降低实现的整体成本。最后，由于采用半桥配置，可以降低原边元件的压力。
另一方面，这个结构也有一些缺点，最主要的是增加了复杂的磁性设计，输出电容上的高纹波电流和可变频率。同时，这个结构在设计较宽输入电压范围上也比较困难。
各式拓扑结构的比较
虽然我们无法采用单一拓扑结构作为所有应用的解决方案，但却可以依具体情况来决定采用何种电路结构。在这里，我们使用12V、20A输出的变压器设计来比较以上所述各式结构的差异，比较重点放在主要的设计问题，如原边开关、整流器、磁性、存储电容等。虽然还有其他差异点，但不在本文的讨论范围内。各式拓扑结构的差异结构总结如下。
● 原边开关：在300～400Vdc的输入电压范围，有源钳位变压器的原边峰值电流最低，单开关和双开关正向拓扑则拥有和有源钳位
类似的RMS电流，但却因MOSFET额定电压而会有较大的导电耗损。
● 谐振半桥变压器的直流次级整流器电压应力最低，接着是有源钳位，然后是单开关和双开关正向变压器。由于开关突波的关系，传统电路结构上的压力更高。
● 保持时间要求可以通过增大电容容值或变压器输入范围来达到。
● 在磁性方面，谐振半桥通过移除输出电感提供明显的简化，不过在变压器设计上则会有相当高的挑战性。和传统正向变压器比较，有源钳位变压器在相同频率下的输出电感可以减小约13%。
● 谐振半桥变压器由于没有输出电感，因此输出电容电流纹波最高。
● 有源钳位正激变压器的开关频率可以推升到更高(200～300kHz)，硬开关拓扑结构则在150kHz以下。谐振半桥是一个可变频率的变压器，在满载低电源电压时，其最低频率通常设定在60～70kHz;高电源电压轻载工作时，最高频率可以达到数百kHz。
四、电源设计功率因数校正（PFC）拓扑结构选择
引言
随着减小谐波标准的广泛应用，更多的电源设计结合了功率因数校正 (PFC) 功能。设计人员面对着实现适当的PFC段，并同时满足其它高效能标准的要求及客户预期成本的艰巨任务。许多新型PFC拓扑和元件选择的涌现，有助设计人员优化其特定应用要求的设计。
由于有源PFC设计可以让设计人员以最少的精力满足高效能规范的要求，因此在近年来取得了好的发展。通过简化主功率转换段的设计和减少元件数目，包括用于通用操作的波段转换开关和若干占用电容，此设计也附带了一些优势。
拓扑选择
由于输入端存在电感，升压转换器是提供达至高功率因数的方法。此电感使输入电流整形与线路电压同相。但是，可以采用不同的方案来控制电感电流的瞬时值，以获得功率因数校正。图1为这些方案的简要概述。
图1 PFC工作模式概述
a. 临界导电模式 (CRM) PFC - 由于控制的设计较为简单，而且可与较低速升压二极管配合使用，所以在较低功率应用中通常采用这方法。近年来，此方法获创新的改进，提升了效率，MC33260 PFC 控制器提供跟随升压选项，通过使升压转换器的输出电压随着线路电压的变化而变化，降低了33%的 MOSFET 导电损耗，减小了43%的升压电感尺寸。此外，专为CRM和DCM应用而设计的升压二极管可提供更佳的正向压降(MUR450, MUR550)。然而，CRM PFC仍受到一些限制，如较难过滤的可变频率和接近零交叉的高开关频率。
b. 不连续导电模式(DCM) PFC -此创新的方案延承了CRM的优点，并消除了若干限制，安森美半导体的NCP1601 DCM/CRM控制器便是一例。此器件可完全在DCM中工作并保持恒频，也可以部分在CRM模式中工作。在第二种情况下，峰值电流与CRM维持在同一水平，但最高频率明显降低，减轻了滤波负担。降低开关频率的另一大优点是有助降低轻载或空载功耗，以满足各种高能效标准。NCP1601 [3] 具有专利控制架构，通过模式转换保持PFC，提供比其它方法更为卓越的性能。图2显示了NCP1601A在100 W中的应用，这种方法简单且有效 - 110 Vac 和满载时的功率因数超过0.99且效率高达 94%。
图2 NCP1601A DCM PFC 控制器用于100 W 应用图3 NCP1653 CCM PFC 控制器用于300 W应用
c. 连续导电模式 (CCM) PFC - 由于这种方案恒频且峰值电流较小，是较高功率 (>250 W) 应用的首选方案。但是，传统的控制解决方案较为复杂，牵涉到多个环路，以及以不精确著称的模拟乘法器，并需在控制集成电路周围放许多元件。随着NCP1653(简单且稳固的8引脚CCM PFC控制器)的推出，此方案得以简化。NCP1653并提供全套保护特性和跟随升压功能。如图3所示，虽然NCP1653所需元件极少，但其性能却并不比任何CCM 控制器逊色 (110 Vac, 300 W 时的THD为4 %，效率高达93%)。
图3 NCP1653 CCM PFC 控制器用于300W 应用
选择标准
既然实行功率因数校正有多种新兴方案可供选择，那么应该如何决定选择哪种方案呢? 以下是简要的指南，帮助设计人员选择适合的方案。
1. 功率水平
a. 如果功率水平低于150 W，最好采用CRM或DCM方案。至於__CRM或DCM，取决于你是想优化满载效率(请采用CRM);而如欲减少EMI问题(请选择DCM)。如上所述，NCP1601提供集两种方案优点于一身的极佳选择方案。
b. 如功率水平高于250 W，CCM是首选方案。此方案虽然可保持峰值电流和RMS电流，但必须解决二极管反向恢复问题。
c. 如功率水平在150 W与250 W之间，方案的选择则取决于设计人员的磁件设计水平(CRM和DCM方案的升压电感更具挑战性)，但CCM方案虽然较为昂贵，但较有把握。随着NCP1653的推出，成本问题已获解决。
2. 其它系统要求
拓扑的选择还取决于其它系统要求。例如，如果需要使系统中的频率同步，则不能采用CRM。此外，如果第二个功率段可处理较大范围(在某些功率序列安排中可能需要)的输入电压，则应选择跟随升压。最后，如果电源的输出电压未有严格规定，则最好采用NCP1651提供的单段隔离PFC解决方案。
结语
设计人员可试验各种功率因数校正方案，以选择适合其应用的最佳方案。利用易用的设计工具可以快速顺利地完成此任务。随着世界各地监管机构日益加强能源监管的参与力度以及全球化步伐进一步加快，将有越来越多的系统需采用PFC电路。在此情况下，设计人员必须熟悉各种可选方案，以选择最适合其应用的方案。
工商网监
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