电源设计指南：拓扑结构（三） - 全文

一、电动汽车充电器电路拓扑的设计考虑

摘要：对电动汽车车载电池的充电器进行了讨论。根据SAE J?1773对感应耦合器设计标准的规定，及不同的充电模式，给出了多种备选设计方案，并针对不同的充电模式、充电等级，给出了最适合的电路拓扑方案。

关键词：电动汽车；充电器；拓扑选择

0    引言

    早在20世纪初期，在欧洲和美国的轿车驱动系统上，曾使用过电力驱动系统，当时的电动车已取代了昔日的马车和自行车成为主要交通工具。电动汽车所具有的舒适、干净、无噪声，污染很小等优点曾一度使人们认为这将是交通工具的一个巨大革新。但由于当时电池等关键技术的困扰，以及燃油车的发展，100年来电动汽车的开发一直受到限制。

    随着现代高新技术的发展和当今世界环境、能源两大难题的日益突出，电力驱动车辆又成为汽车工业研究、开发和使用的热点。世界各国从20世纪80年代开始，掀起了大规模的开发电动汽车的高潮。但电动汽车的市场化一直受到一些关键技术的困扰。其中，比较突出的一个问题就是确保电动汽车电池组安全、高效、用户友好、牢固、性价比高的充电技术[1][2]。

1    充电技术

    电动汽车电池充电是电动汽车投入市场前，必须解决的关键技术之一。电动汽车电池充电一般采用两种基本方法：接触式充电和感应耦合式充电。

1.1    接触式充电

    接触式充电方式采用传统的接触器，使用者把充电源接头连接到汽车上。其典型示例如图1所示。这种方式的缺陷是：导体裸露在外面，不安全。而且会因多次插拔操作，引起机械磨损，导致接触松动，不能有效传输电能。

图1    接触式充电示意图

1.2    感应耦合式充电

    感应耦合式充电方式，即充电源和汽车接受装置之间不采用直接电接触的方式，而采用由分离的高频变压器组合而成，通过感应耦合，无接触式地传输能量。采用感应耦合式充电方式，可以解决接触式充电方式的缺陷[3][4]。

    图2给出电动汽车感应耦合充电系统的简化功率流图。图中，输入电网交流电经过整流后，通过高频逆变环节，经电缆传输通过感应耦合器后，传送到电动汽车输入端，再经过整流滤波环节，给电动汽车车载蓄电池充电。

图2    EV感应耦合充电系统简化功率流图

    感应耦合充电方式还可进一步设计成无须人员介入的全自动充电方式。即感应耦合器的磁耦合装置原副边之间分开更大距离，充电源安装在某一固定地点，一旦汽车停靠在这一固定区域位置上，就可以无接触式地接受充电源的能量，实现感应充电，从而无须汽车用户或充电站工作人员的介入，实现了全自动充电。

2    感应耦合充电标准—SAE J-1773

    为实现电动汽车市场化，美国汽车工程协会根据系统要求，制定了相应的标准。其中，针对电动汽车的充电器，制定了SAE J-1772和SAE J-1773两种充电标准，分别对应于接触式充电方式和感应耦合充电方式。电动汽车充电系统制造商在设计研制及生产电动汽车充电器中，必须符合这些标准。

    SAE J-1773标准给出了对美国境内电动汽车感应充电耦合器最小实际尺寸及电气性能的要求。

    充电耦合器由两部分组成：耦合器和汽车插座。其组合相当于工作在80～300kHz频率之间的原副边分离的变压器。

    对于感应耦合式电动汽车充电，SAEJ-1773推荐采用三种充电方式，如表1所示。对于不同的充电方式，充电器的设计也会相应地不同。其中，最常用的方式是家用充电方式，充电器功率为6.6kW，更高功率级的充电器一般用于充电站等场合。

表1    SAEJ-1773推荐采用的三种充电模式

 

充电模式	充电方式	功率等级	电网输入
模式1	应急充电	1.5kW	AC120V,15A单相
模式2	家用充电	6.6kW	AC230V,40A单相
模式3	充电站充电	25～160kW	AC208～600V三相

　

    根据SAE J-1773标准，感应耦合器可以用图3所示的等效电路模型来表示。对应的元件值列于表2中。

图3    感应耦合器等效电路模型

表2    充电用感应耦合器等效电路模型元件值

 

	fmin(100kHz)	fmax(350kHz)
Rpmax/mΩ	20	40
Lp±10％/μH	0.8	0.5
Rsmax/kΩ	1.6	1.3
Ls±10％/μH	45	55
Rmmin/mΩ	20	40
Lm±10％/μΗ	0.8	0.5
Cs/μF	0.02	0.02
匝比	4:4	4:4
每匝电压/V	100	100
耦合效率/％	≮99.5	≮99.5
绝缘电阻/MΩ	100	100
最大充电电流/A	400	400
最大充电电压/V	474	474

    变压器原副边分离，具有较大的气隙，属于松耦合磁件，磁化电感相对较小，在设计变换器时，必须充分考虑这一较小磁化电感对电路设计的影响[5]。

    在设计中仍须考虑功率传输电缆。虽然SAE J-1773标准中没有列入这一项，但在实际设计中必须考虑功率传输电缆的体积、重量和等效电路。由于传输电缆的尺寸主要与传输电流的等级有关，因而，减小充电电流可以相应地减小电缆尺寸。为了使电缆功率损耗最小，可以采用同轴电缆，在工作频率段进行优化。此外，电缆会引入附加阻抗，增大变压器的等效漏感，在功率级的设计中，必须考虑其影响。对于5m长的同轴电缆，典型的电阻和电感值为：R_cable=30mΩ；L_cable=0.5～1μH。

3    对感应耦合充电变换器的要求

    根据SAE J-1773标准给出的感应耦合器等效电路，连接电缆和电池负载的特性，可以得出感应耦合充电变换器应当满足以下设计标准。

3.1    电流源高频链

    感应耦合充电变换器的副边滤波电路安装在电动汽车上，因而，滤波环节采用容性滤波电路将简化车载电路，从而减轻整个电动汽车的重量。对于容性滤波环节，变换器应当为高频电流源特性。此外，这种电流源型电路对变换器工作频率变化和功率等级变化的敏感程度相对较小，因而，比较容易同时考虑三种充电模式进行电路设计。而且，副边采用容性滤波电路，副边二极管无须采用过压箝位措施。

3.2    主开关器件的软开关

    感应耦合充电变换器的高频化可以减小感应耦合器及车载滤波元件的体积重量，实现电源系统的小型化。但随着频率的不断增高，采用硬开关工作方式的变换器，其开关损耗将大大增高，降低了变换器效率。因而，为了实现更高频率、更高功率级的充电，必须保证主开关器件的软开关，减小开关损耗。

3.3    恒频或窄频率变化范围工作

    感应耦合充电变换器工作于恒频或窄频率变化范围有利于磁性元件及滤波电容的优化设计，同时，必须避免工作在无线电带宽，严格控制这个区域的电磁干扰。对于变频工作，轻载对应高频工作，重载对应低频工作，有利于不同负载情况下的效率一致。

3.4    宽负载范围工作

    感应耦合充电变换器应当能够在宽负载范围内安全工作，包括开路和短路的极限情况。此外，变换器也应当能够工作在涓流充电或均衡充电等模式下。在这些模式下，变换器都应当能保证较高的效率。

3.5    感应耦合器的匝比

    原副边匝比大可以使得原边电流小，从而可采用更细线径的功率传输电缆，更低电流定额的功率器件，效率获得提升。

3.6    输入单位功率因数

    感应耦合充电变换器工作在高频，会对电网造成谐波污染。感应充电技术要得到公众认可，获得广泛使用，必须采取有效措施，如功率因数校正或无功补偿等技术，限制电动汽车感应耦合充电变换器进入电网的总谐波量。就目前而言，充电变换器必须满足IEEE519?1992标准或类似的标准。要满足这些标准，加大了感应耦合充电变换器输入部分及整机的复杂程度，增加了成本。而且，根据不同充电等级要求，感应耦合充电变换器可以选择两级结构（前级为PFC＋后级为充电器电路）或PFC功能与充电功能一体化的单级电路。

4    变换器拓扑选择

    根据SAE J-1773给出的感应耦合器等效电路元件值，及上述的设计考虑，这里对适用于三种不同充电模式的变换器拓扑进行了考察。

    如图2所示，电动汽车车载部分包括感应耦合器的插孔部分及AC/DC整流及容性滤波电路。首先，对直接连接电容滤波的整流电路进行考察。适合采用的整流方式有半波整流，中心抽头全波整流及全桥整流。其中，半波整流对变压器的利用率低；全波整流需要副边为中心抽头连接的两个绕组，增加了车载电路的重量和体积；全桥整流对变压器利用率高，比较适合用于这种场合。

    图4给出基于以上考虑的感应耦合充电变换器原理框图。图中，输出整流采用全桥整流电路，输出滤波器采用电容滤波，输入端采用了PFC电路以限制进入电网的总谐波量不会超标，这里采用的是单独设计的PFC级。低功率时，PFC也可与主充电变换器合为带PFC功能的一体化充电电路。

图4    感应耦合充电变换器原理框图

    如前所述，充电器设计中很重要的一个考虑是感应耦合器匝比的合理选取。为使设计标准化，按3种充电模式设计的感应耦合充电变换器都必须能够采用相同的电动汽车插座。限制充电器高频变压器副边匝数的因素包括功率范围宽，电气设计限制和机械设计限制。典型的耦合器设计其副边匝数为4匝。对于低充电等级，一般采用1∶1的匝比，对于高充电等级，一般采用2∶1的匝比。

    对于30kW·h以内的储能能力，随充电状态不同，电动汽车电池电压在DC 200～450V范围内变化，变换器拓扑应当能够在这一电池电压变化范围内提供所需的充电电流。

4.1    充电模式1

    这是电动汽车的一种应急充电模式，充电较慢。按这种模式设计的充电器通常随电动汽车携带，在没有标准充电器的情况下使用，从而必须体积小，重量轻，并且成本低。根据这些要求，可采用单级高功率因数变换器，降低整机体积，重量，降低成本，获得较高的整机效率。图5给出一种备选方案：两个开关管的隔离式Boost变换器[6]。在不采用辅助开关时，单级Boost级电路提供PFC功能并调节输出电压。当输入电压为AC 120V时，输入电压峰值为170V，由于变压器副边匝数为4匝，输出电压的调节范围为DC 200～400V，因而变压器可以采用1∶1的匝比，原边绕组均采用4匝线圈。典型的电压电流波形如图6所示。

图5    两个开关管的隔离式Boost变换器

图6    电压电流波形

    当原边开关管S₁及S₂均开通时，能量储存在输入滤波电感中，同时输出整流管处于关断态。当开关管S₁及S₂中任一个开关管关断时，储存能量通过原边绕组传输到副边。由于变换器的对称工作，变压器磁通得以复位平衡。

    为使输入电感伏秒积平衡，必须满足（1）

    V_inmax≤V_B(1－D_min)    （1）

    假定变压器匝比为1∶1，最大输入电压为170V，则输出电压为DC 200V时占空比为0.15，输出电压为DC 475V时占空比为0.5。如图5所示，主开关管上的电压应力为2V_B。当输出电压为DC 400V时，开关管电压应力是DC 800V，这一电压应力相当高。而且，由于传输电缆和感应耦合器的漏感，器件电压应力可能会更高。为了限制器件最大电压应力，可以采用图5所示的无损吸收电路。但无论是在哪种情况下，都必须采用1200V电压定额的器件。因高耐压的MOSFET的导通电阻较高，导通损耗就会很大。因而，要考虑采用低导通压降的高压IGBT。但IGBT器件开关损耗也限制了开关频率的提高。

    开关管的平均电流为

    I_Savg=I_Lavg    （2）

    对于1.5kW功率等级，输入电流有效值为15A，平均开关电流是13A，峰值电流为22A，需要电流定额至少为30A的开关器件。尽管这个方案提供了比较简单的单级功率变换，但也存在一些缺陷，如半导体器件承受的电压应力较高、输出电压调节性能差，输出电流纹波大。

    为了降低器件的开关损耗，可以采用图5所示的软开关电路。给MOSFET设计的关断延时确保了IGBT的ZVS关断。在电流上升模式中，MOSFET分担了输出滤波电流，其电压应力为IGBT的一半。从而，可以采用600V的器件。同时，因关断损耗的降低，开关频率得以提高。

    另一个降低器件电压定额的方案是采用两级变换结构。前级PFC校正环节可以采用带有软开关功能的Boost变换器，允许高频工作。后级DC/DC功率变换级，可以采用半桥串联谐振变换器，提供高频电流链。图7给出了适用于充电模式1的两级功率变换电路结构图。

图7    充电模式1采用的两级功率变换电路结构

    若输入电网电压是AC 115V，为了降低DC/DC变换器的电流定额，输出电压可以提升到DC 450V。这样Boost级功率开关管可以采用500～600V的MOSFET，半桥变换器的开关器件可以采用300～400V的MOSFET。由于采用半桥工作，感应耦合器可以采用1∶2的匝比。若原边绕组为4匝，则副边绕组为8匝。Boost开关管的电流定额是30A，而半桥变换器开关管的电流定额是20A。

4.2    充电模式2

    这是电动汽车的一种正常充电模式，充电过程一般在家庭和公共场所进行，要求给使用者提供良好的使用界面。

    充电模式2的充电功率等级是6.6kW。230V/30A规格的标准电网电源足以给这种负载供电。其典型的充电时间为5～8h。

    与充电模式1中充电功率变换器相类似，充电模式2也可采用单级AC/DC变换器。但由于带PFC功能的单级变换器，开关管的峰值电流很高，因而最好采用两级变换器。其中，PFC级可采用传统的Boost升压型电路，开关管采用软开关或硬开关均可。但为了提高效率，更倾向于选择软开关Boost变换器。图8给出两种采用无损吸收电路的软开管Boost变换器主电路功率级。图9给出两种采用有源开关辅助电路的软开管Boost变换器功率级[7][8]。

(a)    无损吸收电路之一

(b)    无损吸收电路之二

图8    采用无损吸收电路的软开管Boost变换器

(a)    ZCT

(b)    ZVT

图9    采用有源开关辅助电路的软开管Boost变换器功率级

    若电网输入电压为230V，则输出电压可以调节到400V以上。这使得后级变换器的设计变得容易，感应耦合器可以取1∶1的匝比。因此，如果电池最高电压为400V，则前级输出电压可以采用DC450V。

    与采用带附加有源开关辅助电路的软开管Boost变换器功率级相比，无损吸收软开管Boost变换器功率级因无需有源器件，因而更具优势。特别是图8(b)，因其开关管的关断dv/dt得到了控制，开通为零电压开通，且主开关管上的电压应力为输出电压，因而整机性能得到大大改进。图10给出无损吸收电路的典型波形。

图10    无损吸收电路的典型波形

    对于6.6kW的功率定额，450V的输出电压，需要采用600V/60A的MOSFET。可根据应用场合需要，整机设计可选择单模块或多模块并联方案。

    对于后级DC/DC变换器，由于输入输出均为容性滤波器，因此，只有具有电流源特性的高频变换器适用。以下几种有大电感与变压器原边相串联的拓扑适合采用。其中一种形式是图11所示的全桥型变换器。

图11    全桥型充电变换器

    原边电路中采用串联电感，从而感应耦合器的漏感被有效利用起来，磁化电感也可利用来扩大变换器ZVS的工作范围。对于450V的输入总线电压，可以采用1∶1的匝比，也即原边绕组和副边绕组均采用4匝线圈。

    桥式结构的变换器拓扑的缺点之一是峰值电流较高，特别在低压输入时峰值特别高。此外对应轻载时，变换器进入断续工作状态，主开关管的开通损耗增加，调节特性变差。因而，通常要保证一个最小负载电流，确保ZVS。

    另一类具有高频电流源特性的变换器拓扑是谐振变换器。文献[8]对这些变换器拓扑进行了分类，分为电流型和电压型。在电流型变换器中，变换器由电流源供电。在这类拓扑中，电流得到有效的控制。但其缺陷是开关管上承受的电压未得到有效控制。因为，大多数功率器件对过流的承受能力比过压的承受能力要强。

    另外，在电压源型变换器中，开关器件的电压得到很好的限制，但在全桥和半桥拓扑中，却可能会因击穿损坏。这些变换器通常被分为串联、并联和串并联谐振3种类型。

    图12给出这些基本的谐振变换器拓扑示意图。在串联谐振变换器中，谐振电感与变压器原边串联，而其他类型变换器中，电容与变压器串联。只有串联谐振变换器是硬电流源特性，而其他类型变换器是硬电压源型。

图12    谐振变换器拓扑

    为了有效利用感应耦合器磁化电感和匝间电容，可以采用不同的串联谐振变换器。一种拓扑形式是图13所示的串并联LLCC谐振变换器。另外一些谐振变换器也可考虑。如前所述，匝间电容、磁化电感和漏感均得到了充分利用。这一方案因变换器和感应耦合器得到了很好的匹配，颇具吸引力。

图13    串并联LLCC谐振变换器

    该变换器可以工作于高于谐振频率的ZVS状态，或低于谐振频率的ZCS状态，如图14所示。输出电压可采用变频控制。然而，为了优化感应耦合器性能，一般设计为高频对应于轻载工作，低频对应于重载工作，从而在频率变化范围内，变换器的开关损耗基本保持恒定。

图14    串并联谐振的两种软开关工作模式

    由于并联谐振电路的升压特性，最大的变换器电压增益稍大于1。对于输入电压450V，输出电压400V，可用1∶1的匝比。这种变换器轻载工作时输出电压控制特性比较差，需要采用其他的一些控制技术。一种方案是使用输入Boost级调节输出电压，另一种方案是采用PWM或移相控制。这两种控制技术在相关文献中都有较详细的介绍。

4.3    充电模式3

    这是一种快速充电模式，主要针对长距离旅行情况进行充电。充电器对应高功率特性（>100kW），主要用于一些固定的充电站。对于100kW的功率等级，充电时间约为15min。为提高功率因数，降低输入电网谐波，变换器输入端一般需要采用有源整流电路，如图15所示。可以采用不同的控制方案，包括矢量控制，六阶梯波控制，数字控制技术等[11]。

图15    有源输入整流电路

    为了进一步提高变换效率，允许高频工作，可以采用如图16所示的ZVT电路。利用辅助电路实现了主开关器件的ZVT，主开关仍为PWM控制。

图16    ZVT三相Boost整流输入电路

    如前所述，高功率充电模式通常只在充电站使用。因为，充电站可能会装有多个充电器，每个充电器均采用单独的整流级必然会使系统体积庞大，成本大大增加。为简化系统设计，可为整个充电站配备一个专门的PFC或谐波补偿变换器，从而充电主电路，都连接在同一个有源输入整流电路上，如图17所示。

图17    配备专门的PFC或谐波补偿器的充电器系统主电路结构

    有源滤波器定额约为充电站额定功率定额的20％。在整流端一般采用直流侧电感来提高整流器的功率因数，可以选用串联或并联方式的有源滤波方案。

    有源滤波器可以采用传统硬开关PWM逆变器电路，或采用软开关逆变器，从而工作在更高开关频率，提高控制带宽，对更高阶的谐波进行补偿。谐振直流环节变换器比较适合于在较宽中功率范围逆变器场合下工作。图18给出了有源箝位谐振直流环节逆变器功率电路。

图18    有源嵌位谐振直流环节逆变器功率电路

    与传统PWM变换器不同的是，谐振直流环节逆变器采用离散脉冲调节（DPM，Discrete Pulse Modulation）控制，开关频率较高，所需的滤波器尺寸较小。此外，由于dv/dt得以控制，所产生的EMI较小。

    与充电模式2类似，充电变换器可以直接采用全桥或带谐振的全桥变换器。但是，由于充电模式3功率级更高，与谐振式全桥变换器相比，一般的全桥变换器必然会对应很高的峰值电流。因此，应当考虑采用ZVS或ZCS谐振全桥拓扑来有效降低损耗。

    如前所述，串并联全桥谐振型变换器是可选拓扑，它满足了感应耦合充电变换器的所有设计考虑，并且完全利用了感应耦合器的等效电路元件。根据功率器件性能差异，可分别选择ZVS或ZCS方案。

    对于高功率等级和高频场合，具有相对较小导通损耗和高频能力的IGBT具有较大的吸引力。由于感应耦合器优化设计的频率范围为70～300kHz，因此，需要软开关技术来优化IGBT的性能。文献[10]中结果表明：在ZVS情况下，IGBT关断损耗仍然较大，管芯温度较高；而ZCS可使得IGBT在ZCS情况下关断，减小了关断损耗，使IGBT能够更好地用于高开关频率下。

    为了进一步降低器件电流应力，减小传输电缆的尺寸和重量，可以采用较高电平的总线电压。此时感应耦合器可以采用2∶1的匝比。从而当副边采用4匝时，原边要采用8匝。对于400V的电池电压，直流总线电压至少必须为DC800V，此时必须采用定额为1200V/400A的IGBT。

5    结语

    本文根据SAEJ-1773对感应耦合器的规定，对电动汽车供电电池的充电器进行了讨论。根据感应耦合器的标准及不同的充电模式，确定了与感应耦合器相匹配的充电器的几种设计方案，对适合不同充电模式的电路拓扑进行了选择。最后给出了分别适合于不同充电等级的备选变换器拓扑方案。

 

二、中高压变频器主电路拓扑结构的分析比较

摘要：对中高压变频器几种常见的主电路拓扑结构进行了分析比较，对不同电路结构的中高压变频器的可靠性、冗余设计、谐波含量及dv/dt等指标进行了深入的讨论，并对中高压变频器的发展方向提出了自己的看法。

1前言

众所周知，大功率风机、水泵的变频调速方案，可以收到显著的节能效果，其直接经济效益很大，宏观经济效益及社会效益则更大。可以预计，大功率交流电机变频调速新技术的发展是我国节能事业的主导方向之一。 目前，阻碍变频调速技术在高压大功率交流传动中推广应用的主要问题有两个：一是我国大容量（200kW以上）电动机的供电电压高（6kV、10kV），而组成变频器的功率器件的耐压水平较低，造成电压匹配上的难题；二是高压大功率变频调速系统技术含量高，难度大，成本也高，而一般的风机、水泵等节能改造都要求低投入、高回报，从而造成经济效益上的难题。这两个世界性的难题阻碍了高压大容量变频调速技术的推广应用，因此如何解决高压供电和用高技术生产出低成本高可靠性的变频调速装置是当前世界各国相关行业竞相关注的热点。 一般来讲，在高压供电而功率器件耐压能力有限的情况下，可采用功率器件串联的方法来解决。但是器件在串联使用时，因为各器件的动态电阻和极电容不同，而存在静态和动态均压的问题。如果采用与器件并联R和RC的均压措施，会使电路复杂，损耗增加；同时，器件的串联对驱动电路的要求也大大提高，要尽量做到串联器件同时导通和关断，否则由于各器件开断时间不一，承受电压不均，会导致器件损坏甚至整个装置崩溃。

谐波问题是所有变频器的共同问题，尤其在大功率变频调速中更为突出。谐波会污染电网，殃及同一电网上的其它用电设备，甚至影响电力系统的正常运行；谐波还会干扰通讯和控制系统，严重时会使通讯中断，系统瘫痪；谐波电流也会使电动机损耗增加，因而发热增加，效率及功率因数下降，以至不得不“降额”使用。 

中高压变频器主电路拓扑结构的分析比较

 
还有效率问题，变频调速装量的容量愈大，系统的效率问题也就愈加重要。采用不同的主电路拓扑结构，使用的功率器件的种类、数量的多少，以及变压器，滤波器等的使用，都会影响系统的效率。为了提高系统效率，必须设法尽量减少功率开关器件和变频调速装置的损耗。

可靠性和冗余设计问题，一般的高压大功率拖动系统都要求很高的系统可靠性，尤其是国民经济的重要部门如电力、能源、冶金、矿山和石化等行业，一旦出现故障，将会造成人民生命财产的巨大损失，因此高压变频装置设计中是否便于采用冗余设计及旁路控制功能也是至关重要的。

目前世界上的高压变频器不象低压变频器那样具有成熟的、一致性的拓扑结构，而是限于采用目前电压耐量的功率器件，如何面对高压使用条件的要求，国内外各变频器生产厂商八仙过海，各有高招，因此其主电路结构不尽一致，但都较为成功地解决了高电压大容量这一难题。当然在性能指标及价格上也各有差异。如美国罗宾康（ROBICON）公司生产的完美无谐波变频器；洛克韦尔（AB）公司生产的Bulletin1557和PowerFlex7000系列变频器，德国西门子公司生产的SIMOVERTMV中压变频器；瑞典ABB公司生产的ACS1000系列变频器；意大利ANSALDO公司生产的SILCOVERT?TH变频器以及日本三菱、富士公司生产的完美无谐波变频器和国内北京的凯奇、先行、利德华福公司和成都佳灵公司生产的高压变频器等。

本文对中高压变频器几种常用的主电路拓扑结构进行了分析比较，对不同电路结构的中高压变频器的可靠性、冗余设计、谐波含量以及dv/dt等指标进行了深入的讨论，并对中高压变频器的发展方向提出了自己的看法。

2功率器件串联二电平电流型高压变频器

美国洛克韦尔公司的中压变频器Bulletin1557系列，其电路结构为交?直?交电流源型，采用功率器件GTO串联的两电平逆变器。其控制方式采用无速度传感器直接矢量控制，电机转矩可快速变化而不影响磁通，综合了脉宽调制和电流源结构的优点，其运行效果近似直流传动装置。该公司可提供几种方案以满足谐波抑制的要求，如标准的12脉冲和18脉冲及PWM整流器，标准的谐波滤波器及功率因数补偿器，以使其谐波符合IEEE519?1992标准的规定。图1所示为18脉冲整流器的Bulletin1557变频器的主电路拓扑结构图。

AB公司于近期推出新一代的中压变频器PowerFlex7000系列，用新型功率器件——对称门极换流晶闸管（SGCT）代替原先的GTO，使驱动和吸收电路简化，系统效率提高，6kV系统每个桥臂采用三只耐压为6500V的SGCT串联。

电流源变频器的优点是易于控制电流，便于实现能量回馈和四象限运行；缺点是变频器的性能与电机的参数有关，不易实现多电机联动，通用性差，电流的谐波成分大，污染和损耗较大，且共模电压高，对电机的绝缘有影响。

AB公司的变频器采用功率器件串联的二电平逆变方案，结构简单，使用的功率器件少，但器件串联带来均压问题，且二电平输出的dv/dt会对电机的绝缘造成危害，要求提高电机的绝缘等级；且谐波成分大，需要专门设计输出滤波器，才能供电机使用，即使如此其总谐波畸变THD也仅能达到4％左右。

输入端采用可控器件实现PWM整流，便于实现能量回馈和四象限运行，但同时使网侧谐波增大，需加进线电抗器滤波才能满足电网的要求，这也增加了体积和成本。

因为是直接高压变频，电网电压和电机电压相同，容易实现旁路控制功能，以便在装置出现故障时将电机投入电网运行。

3单元串联多重化电压源型变频器 美国罗宾康公司利用单元串联多重化技术，生产出功率为315kW～10MW的完美无谐波(PERFECTHARMONY)高压变频器，无须输出变压器实现了直接3.3kV或6kV高压输出；首家在高压变频器中采用了先进的IGBT功率开关器件，达到了完美无谐波的输出波形，无须外加滤波器即可满足各国供电部门对谐波的严格要求；输入功率因数可达0.95以上，THD<1％，总体效率（包括输入隔离变压器在内）高达97％。达到这么高指标的原因是采用了三项新的

 

 

图1Bulletin1557变频器主电路结构图

 

 

 

图2多重化变频器拓扑结构图

 

 

图3五功率单元串联变频器的电气连接

 
高压变频技术：一是在输出逆变部分采用了具有独立电源的单相桥式SPWM逆变器的直接串联叠加；二是在输入整流部分采用了多相多重叠加整流技术；三是在结构上采用了功率单元模块化技术。

所谓多重化技术就是每相由几个低压PWM功率单元串联组成，各功率单元由一个多绕组的隔离变压器供电，用高速微处理器实现控制和以光导纤维隔离驱动。多重化技术从根本上解决了一般6脉冲和12脉冲变频器所产生的谐波问题，可实现完美无谐波变频。图2为6kV变频器的主电路拓扑图，每组由5个额定电压为690V的功率单元串联，因此相电压为690V×5=3450V，所对应的线电压为6000V。每个功率单元由输入隔离变压器的15个二次绕组分别供电，15个二次绕组分成5组，每组之间存在一个12°的相位差。图3中以中间△接法为参考(0°)，上下方各有两套分别超前（＋12°、＋24°）和滞后（－12°、－24°）的4组绕组。所需相差角度可通过变压器的不同联接组别来实现。

图3中的每个功率单元都是由低压绝缘栅双极型晶体管（IGBT）构成的三相输入，单相输出的低压PWM电压型逆变器。功率单元电路见图4。每个功率单元输出电压为1、0、－1三种状态电平，每相5个单元叠加，就可产生11种不同的电平等级，分别为±5、±4、±3、±2、±1和0。图5为一相合成的正波输出电压波形。用这种多重化技术构成的高压变频器，也称为单元串联多电平PWM电压型变频器，采用功率单元串联，而不是用传统的器件串联来实现高压输出，所以不存在器件均压的问题。每个功率单元承受全部的输出电流，但仅承受1/5的输出相电压和1/15的输出功率。变频器由于采用多重化PWM技术，由5对依次相移12°的三角载波对基波电压进行调制。对A相基波调制所得的5个信号，分别控制A1～A5五个功率单元，经叠加可得图5所示的具有11级阶梯电平的相电压波形，线电压波型具有21阶梯电平，它相当于30脉波变频，理论上19次以下的谐波都可以抵消，总的电压和电流失真率可分别低于1.2％和0.8％，堪称完美无谐波变频器。它的输入功

 

 

图4功率单元电路

图5五功率单元串联输出电压波形

中高压变频器主电路拓扑结构的分析比较

图6ACS1000变频器主电路拓扑结构图

 
率因数可达0.95以上，不必设置输入滤波器和功率因数补偿装置。变频器同一相的功率单元输出相同的基波电压，串联各单元之间的载波错开一定的相位，每个功率单元的IGBT开关频率若为600Hz，则当5个功率单元串联时，等效的输出相电压开关频率为6kHz。功率单元采用低的开关频率可以降低开关损耗，而高的等效输出开关频率和多电平可以大大改善输出波形。波形的改善除减小输出谐波外，还可以降低噪声、dv/dt值和电机的转矩脉动。所以这种变频器对电机无特殊要求，可用于普遍笼型电机，且不必降额使用，对输出电缆长度也无特殊限制。由于功率单元有足够的滤波电容，变频器可承受－30％电源电压下降和5个周期的电源丧失。这种主电路拓扑结构虽然使器件数量增加，但由于IGBT驱动功率很低，且不必采用均压电路、吸收电路和输出滤波器，可使变频器的效率高达96％以上。

单元串联多重化变频器的优点是：

1）由于采用功率单元串联，可采用技术成熟，价格低廉的低压IGBT组成逆变单元，通过串联单元的个数适应不同的输出电压要求；

2）完美的输入输出波形，使其能适应任何场合及电机使用；

3）由于多功率单元具有相同的结构及参数，便于将功率单元做成模块化，实现冗余设计，即使在个别单元故障时也可通过单元旁路功能将该单元短路，系统仍能正常或降额运行。

其缺点是：

1）使用的功率单元及功率器件数量太多，6kV系统要使用150只功率器件（90只二极管，60只IGBT），装置的体积太大，重量大，安装位置成问题；

2）无法实现能量回馈及四象限运行，且无法实现制动；

3）当电网电压和电机电压不同时无法实现旁路切换控制。

用功率单元串联构成高压变频器的另一种改进方案是采用高压IGBT器件，以减少串联的功率单元数。例如，用3300V耐压的IGBT器件，用两个功率单元串联的变频器可输出4.16kV中压；若要6kV输出，只要三个单元串联。功率单元和器件数量的减少，使损耗和故障也减少了，有利于提高装置的效率和可靠性，缩小装置体积。但由于电平级数的减少，输出谐波增加，为获得优良的输出波形，必须加输出滤波器。另外由于高压IGBT比普通低压IGBT要贵得多，所以虽然功率器件减少了，但成本不一定下降。

4中性点钳位三电平PWM变频器

在PWM电压源型变频器中，当输出电压较高时，为了避免器件串联引起的静态和动态均压问题，同时降低输出谐波及dv/dt的影响，逆变器部分可以采用中性点钳位的三电平方式（Neutralpointclamped：NPC）。逆变器的功率器件可采用高压IGBT或IGCT。ABB公司生产的ACS1000系列变频器为采用新型功率器件——集成门极换流晶闸管（IGCT）的三电平变频器，输出电压等级有2.2kV、3.3kV和4.16kV。图6所示为ACS100012脉冲整流三电平电压源变频器的主电路拓扑结构图。西门子公司采用高压IGBT器件，生产了与此类似的变频器SIMOVERTMV系列。

整流部分采用12脉波二极管整流器，逆变部分采用三电平PWM逆变器。由图6可以看出，该系列变频器采用传统的电压型变频器结构，通过采用高耐压的IGCT功率器件，使得器件总数减少为12个。随着器件数量的减少，成本降低，电路结构简洁，从而使体积缩小，可靠性更高。

由于变频器的整流部分是非线性的，产生的高次谐波将对电网造成污染。为此，图6所示的ACS1000系列变频器的12脉波整流接线图中，将两组三相桥式整流电路用整流变压器联系起来，其初级绕组接成三角形，其次级绕组则一组接成三角形，另一组接成星形，整流变压器两个次级绕组的线电压相同，但相位则相差30°角，这样5次、7次谐波在变压器的初级将会有180°的相移，因而能够互相抵消，同样的17、19次谐波也会互相抵消。这样经过2个整流桥的串联叠加后，即可得到12脉波的整流输出波形，比6脉波更平滑，并且每个整流桥的二级管耐压可降低一半。采用12相整流电路减少了特征谐波含量，由于

 

 

 

图7三电平PWM变频器输出线电压波形图

 

 

图8四电平逆变器结构图

 

 

特征谐波次数N=KP±1（P为整流相数、K为自然数）。所以网侧特征谐波只有11、13、23、25次等。如果采用24脉波整流电路，网侧谐波将更进一步被抑制。两种方案均可使输入功率因数在全功率范围内保证在0.95以上，不需要功率因数补偿电容器。

变频器的逆变部分采用传统的三电平方式，所以输出波形中会不可避免地产生比较大的谐波分量（THD达12.8％），这是三电平逆变方式所固有的，其线电压波形见图7。因此在变频器的输出侧必须配置输出LC滤波器才能用于普通的鼠笼型电机。经过LC滤波器后，可使其THD<1％。同样由于谐波的原因，电动机的功率因数和效率都会受到一定的影响，只有在额定工况点才能达到最佳的工作状态，随着转速的下降，功率因数和效率都会相应降低。

三电平逆变器的结构简单，体积小，成本低，使用功率器件数量最少（12只），避免了器件的串联，提高了装置的可靠性指标。根据目前IGCT及高压IGBT的耐压水平，三电平逆变器的最高输出电压等级为4.16kV，当输出电压要求6kV时，采用12个功率器件已不能满足要求，必须采用器件串联，除了增加成本外，必然会带来均压问题，失去了三电平结构的优势，并且会大大影响系统的可靠性。若将来采用9kV耐压的IGCT，则三电平变频器可直接输出6kV，但是谐波及dv/dt也相应增加，必须加强滤波功能以满足THD指标。或者采用下面要讲到的四电平逆变器。 在9kV耐压的器件出现之前，对于6kV高压电机，可采用Y/△改接的办法，将Y型接法的6kV电机改为△接法，线电压为3.47kV，采用3.3kV或4.16kV输出的变频器即能满足要求，同时也满足了IGCT电压型变频器对电机的绝缘等级提高一级的要求，因此这个方案可能是最经济合理的。但在进行Y/△改接后，电机电压与电网电压不一致，无法实现旁路功能，当变频器出现故障时，又要保证生产的正常进行，必须首先将电机改回Y型接法，再投入6kV电网。为此，电机的Y/△改接应通过Y/△切换柜实现，以便实现旁路功能。而ACS1000系列本身的旁路切换是在电机电压与电网电压一致时完成的。 若采用有源输入前端，则可实现能量回馈及四象限运行，但三电平结构不易实现冗余设计。

5多电平高压变频器

随着现代拓扑技术的发展，多电平高压变频调速技术得到了实际的应用。这种高压变频器的代表是法国阿尔斯通（ALSTOM）公司生产的ALSPAVDM6000系列高压变频器，其逆变器结构如图8所示。

由图8可见，功率器件不是简单地串联，而是结构上的串联，通过电容钳位，保证了电压的安全分配。其主要特点是：

1）通过整体单元装置的串并联拓扑结构以满足不同的电压等级（如3.3kV、4.16kV、6.6kV、10kV）的需要。

2）这种结构可使系统普遍采用直流母线方案，以实现在多台高压变频器之间能量互相交换。

3）这种结构没有传统结构中的各级功率器件上的众多分压分流装置，消除了系统的可靠性低的因素，从而使系统结构非常简单，可靠，易于维护。

4）输出波形非常接近正弦波，可适用于普通感应电机和同步电机调速，而无需降低容量，没有dv/dt对电机绝缘等的影响，电机没有额外的温升，是一种技术先进的高压变频器。输出电压和电机电流波形如图9所示。

5）ALSPAVDM6000系列高压变频器可根据电网对谐波的不同要求采用12脉波，18脉波的二极管整流或晶闸管整流；若要将电能反馈回电网，可用晶闸管整流桥；若要求控制电网的谐波、功率因数，及实现四象限运行，可选择有源前端。 6多电平＋多重化变频器

日本富士公司采用高压IGBT开发的中压变频器FRENIC4600FM4系列，它汇集了多电平和多重化变

 

中高压变频器主电路拓扑结构的分析比较

(b)电机电流

 

 

(a)输出电压

 

 

图9ALSPAVDM6000输出电压电流波形

 

 

频器的许多优点，它以多个中压三电平PWM逆变器功率单元多重化串联的方式实现直接高压输出，因此构成了一个双完美无谐波系统：对电网为多重叠加整流，谐波符合IEEE519?1992的要求；对电动机为完美无谐波正弦波输出，可以直接驱动任何品牌的交流鼠笼型电动机。

该型变频器由于采用了高压整流二极管和高压IGBT，因此系统主电路使用的器件大为减少，可靠性提高，损耗降低，体积缩小。变频器的综合效率可达98％，功率因数高达0.95，不需要加设进相电容器或交直流电抗器，也不需要输出滤波器，使系统结构大为简化。图10所示为FRENIC4600FM4的主电路及功率单元结构图。

但是仔细分析，该型变频器的性能价格优势并不大，与其同时采用多电平和多重化两种技术，还不如采用前面提到的高压IGBT的多重化变频器，反而显得有些不伦不类。因为，用三电平技术构成单相逆变功率单元，在器件数量上并不占优势，要比同样电压和功率等级的三电平三相逆变器足足多用一倍的器件，同样比普通单相逆变功率单元也正好多出一倍的器件。例如：用3300V耐压的IGBT器件，采用单元串联多重化电路6kV系统每相需三个单元串联，总共9个单元，共需54只整流二极管，36只IGBT；而采用三电平功率单元，每相需两个单元串联，总共6个单元，共需72只整流二极管，48只IGBT，足足多用了1/3的器件并且使功率单元的冗余成本增加了一倍，降低了多重化变频器冗余性能好的优点，同时增加了装置的成本。所以该型变频器实际上并不可取。

7变压器耦合输出高压变频器

中高压变频器的主电路拓扑结构，除了前面提到的二电平、多电平和单元串联多重化方案外，1999年，有人提出了一种新型的变压器耦合式单元串联高压变频器主电路拓扑结构。其主要思想是用变压器将三个由高压IGBT或IGCT构成的常规二电平三相逆变器单元的输出叠加起来，实现更高电压输出，并且这三个常规逆变器可采用普通低压变频器的控制方法，使得变频器的电路结构及控制方法都大大简化。

图11是这种新型高压变频器的拓扑结构图，该

 

 

图11变压器耦合输出变频器主电路拓扑结构图

 

 

(a)3相AC6600V主电路

 

 

(b)富士完美无谐波功率单元

 

 

图10富士FRENIC4600FM4变频器电路结构图
方案由下列部分组成：

——一个18脉波的输入变压器，可基本实现输入电流无谐波；

——三个常规两电平的三相DC/AC逆变器；

——三个变化为1：1的输出变压器；

——高压电机。

下面从几个方面分析其工作原理。

1）电压关系

考虑电机的线电压，可得：

UKL=Ua1b1＋Ub1a2＋Ua2b2

ULM=Ub2c2＋Uc2b3＋Ub3c3（1）

UMK=Uc3a3＋Ua3c1＋Uc1a1

由于输出变压器的变比为1：1，也就是

Ub1a2=Ua3b3，Uc2b3=Uc1b1，

Uc1a3=Ua2b2，于是可得到，

UKL=Ua1b1＋Ua2b2＋Ua3b3

ULM=Ub1c1＋Ub2c2＋Ub3c3（2）

UMK=Uc1a1＋Uc2a2＋Uc3a3电压间的这种关系体现在图12中。每个逆变器都采用SPWM或空间电压矢量PWM（SVPWM）控制方法，每个逆变器输出线电压的有效值为〔〕aE，其中E为逆变器输入直流电压，a为调制深度，在谐波注入SPWM和SVPWM中a最大可为1.15。由式（2）可得电机线电压的有效值为〔〕aE。

对线电压为2300V的高压电机，E=1090V，采用额定电压为1700V的IGBT就可构成本系统；对线电压为4160V的高压电机，E=1970V，可采用额定电压为3300V的IGBT；而当高压电机的线电压为6600V时，E=3130V，则应采用额定电压为4500V的IGCT；因此本方案具有很强的适应性。

2)电流关系

设电机三相电流平衡，电流的有效值为I，在不考虑电流谐波的情况下ia1=Isin(ωt)ib2=Isin(ωt－120°)（3）ic3=Isin(ωt＋120°)

在图12中，ia1=i4－i6，ib2=i6－i2，i2＋i4＋i6=0，从而有ia1=Isin(ωt＋90°)ib2=Isin(ωt－30°)（4）ic3=Isin(ωt－150°)

考虑到输出变压器原边和副边电流相等，可计算得到第一个逆变器的三个输出电流为，ia1=Isin(ωt)ib1=Isin(ωt－120°)（5）ic1=Isin(ωt＋120°)

另外两个逆变器的三个输出电流也满足以上关系，即：ia1=ia2=ia3=Isin(ωt)ib1=ib2=ib3=Isin(ωt－120°)(6)ic1=ic2=ic3=Isin(ωt＋120°)

也就是说三个逆变器输出电流完全平衡。

3）功率关系在得出电压电流关系式后，我们很容易得到该高压变频器各部分间的功率关系。很显然三个逆变器的视在功率VA1，VA2，VA3为VA1=VA2=VA3=〔〕aEI，而整个高压变频器的视在功率VA为VA=〔〕aEI，也就是说三个逆变器均分了整个变频器的输出。

4）PWM策略

由于三个逆变器电压、电流和功率完全对称，因此三个逆变器可采用完全相同的控制规律，这时加在电机的线电压等于一个逆变器输出线电压的三倍，相当于一个两电平的PWM高压变频器，这种方法虽然简单，但由于dv/dt太大，不宜采用。

一种比较好的方法是将三个逆变器的PWM信号相互错开1/3个开关周期，对SPWM来说就是三个逆变器各自采用一个三角波，且这三个三角波之间相位互差120°。图13是采用这种方法后得到的电机线电压波形，其中电压频率为40Hz，注入了15％的三

中高压变频器主电路拓扑结构的分析比较

次谐波。可以看出这就是一个线电压为7电平的高压变频器，相当于四电平变频器的线电压波形。

5）输出变压器输出变压器在本方案中起着十分重要的作用，也可能是本方案的薄弱环节，因为太大容量的变压器会限制它的应用。一般情况下该变压器可采用图14所示结构。从前面分析知道，输出变压器各绕组间的电压有效值都为〔〕aE，且流过各绕组的电流相等，有效值都为，于是可得到该变压器的容量为〔〕aE，也就是说输出变压器的容量为变频器总容量的1/3，比高－低－高方案中的输出变压器的容量要小的多。

这种高压变频器方案具有如下突出的优点：

1）以三个常规的变频器为核心可构成高压变频器；

2）三个常规变频器平衡对称运行，各自分担总输出功率的1/3；

3）整个变频器的输出可等效为7电平PWM输出波形优于普通三电平变频器，与四电平变频器相同。总谐波畸变THD<0.3％，dv/dt也较低；

4）输出变压器的容量只需总容量的1/3，可以内置，也可以外装；

5）18脉波输入二极管整流器，网侧谐波小，功率因数高。 8结语

功率器件串联二电平电流型变频器由于其本身的缺点，使用越来越受到限制。

单元串联多重化变频器是由于当时功率器件耐压太低的产物，系统复杂，器件数量多，体积庞大，故障率高；但却歪打正着，赢得了无可比美的输入输出波形，堪称“完美无谐波”；改进的方法是用高压IGBT或IGCT组成功率单元，以减少单元数，缩小体积，但却是以牺牲波形为代价的，要加输出滤波器，使谐波达标。

采用高压IGBT、IGCT的三电平变频器具有结构简单，可靠性高，器件数量少，效率高的优点，在高压供电面前，能用多电平，谁还会去用多重化呢？但波形稍差，需加LC输出滤波器，即使如此其成本也比多重化变频器低。目前由于器件耐压的限制，输出电压只能达到4.16kV，若要输出6kV，可采用电机Y/△改接的办法，看来这是6kV电机节能改造最经济合理的方案。

变压器耦合输出高压变频器，有望用目前耐压水平的器件实现6kV、10kV高压输出，是一种很有前途的新型高压变频方案。

随着功率器件的不断发展，在中等功率高压变频器中，GTO即将退出舞台，而高压IGBT、IGCT是很有发展前途的器件，是解决中高压变频的希望；IGCT由于其导通压降低、损耗小而占有一定的优势，将成为高压变频器的主要功率器件。

三、SMPS拓扑及转换原理

SMPS拓扑及转换原理

根据电路拓扑的不同，SMPS可以将直流输入电压转换成不同的直流输出电压。实际应用中存在多种拓扑结构，比较常见有三种基本类型，按照功能划分为(参见图2)：降压(buck)、升压(boost)、升/降压(buck-boost或反转)。下面还将讨论图2中所画出的电感充电/放电通道。

三种拓扑都包括MOSFET开关、二极管、输出电容和电感。MOSFET是拓扑中的有源受控元件，与控制器(图中没给出)连接，控制器输出脉宽调制(PWM)方波信号驱动MOSFET栅极，控制器件的关断或导通。为使输出电压保持稳定，控制器检测SMPS输出电压，并改变方波信号的占空比(D)，即MOSFET在每个开关周期(TS)导通时间。D是方波导通时间和周期的比值(TON/TS)，直接影响SMPS的输出电压。两者之间的关系在等式4和等式5给出。

MOSFET的导通和关断状态将SMPS电路分为两个阶段：充电阶段和放电阶段，分别表示电感中的能量传递状态(参见图2的环路)。充电期间电感所储存的能量，在放电期间传递给输出负载和电容上。电感充电期间，输出电容为负载供电，维持输出电压稳定。根据拓扑结构不同，能量在电路元件中循环传递，使输出电压维持在适当的值。

在每个开关周期，电感是电源到负载能量传输的核心。如果没有电感，MOSFET切换时，SMPS将无法正常工作。电感(L)中所储存的能量(E)取决于电感电流值(I)：

在每个开关周期中(图3)，电感两端的电压恒定，因此电感中的电流线性变化。根据基尔霍夫电压环路定律，可以得到开关过程中电感两端电压，注意极性以及VIN / VOUT的关系。例如，升压转换器的放电期间，电感两端电压为-(VOUT - VIN)。因为VOUT > VIN，所以电感两端电压为负。

充电期间，MOSFET导通，二极管反向偏置，能量从电源传递给电感(图2)。由于电感两端电压(VL)为正，电感电流将逐渐上升。同时，输出电容将前一个周期存储的能量传递给负载，以保持输出电压的恒定。

图3. 稳态时电感的电压、电流特性。

放电期间，MOSFET关断，二极管正向偏置并导通。由于此时电源不再对电感充电，电感两端电压极性反转，并且将能量释放给负载，同时补充输出电容的储能(图2)。放电时，电感电流逐渐下降，放电电流如上述关系式所示。

充电/放电周期循环，并保持一个稳定的开关状态。在电路建立稳态的过程中，电感电流逐渐达到其稳定值，该电流是直流电流和电路在两个阶段切换时所产生的交流电流(或电感纹波电流)之和(图3)。直流电流的大小与输出电流成正比，也取决于电感在SMPS拓扑中的位置。纹波电流需要经过SMPS滤波，以获得真正的直流输出。滤波由输出电容完成，它对于交流信号呈现较低的阻抗。不需要的输出纹波电流通过输出电容旁路，并且当电流对地放电时保持电容电荷恒定。因此，输出电容还起到稳定输出电压的作用。实际应用中，输出电容的等效串联电阻(ESR)产生的输出电压纹波与电容的纹波电流成正比。

由此可见，能量在电源、电感和输出电容间传递，保持输出电压恒定，为负载供电。那么，通过SMPS间的能量传递如何确定输出电压和输入/输出电压转换比? 如果能够理解电路作用一个周期性波形的稳态过程，便可以很容易的计算出这些数值。稳态期间，有一个变量在重复周期TS的开始阶段与结束阶段相等。对于电感而言，如上所述，其电流周期性的充电与放电，因此其电流在PWM周期的开始阶段应该与结束阶段相等。这意味着，电感电流在充电过程的变化量(ΔICHARGE)应等于在放电过程的变化量(ΔIDISCHARGE)。建立充电和放电期间电感电流变化的等式，可得到下面的表达式：

简而言之，在不同的工作周期，电感电压和时间的乘积相等。因此，从图2的SMPS电路中，我们可以很容易的得到稳态时的电压和电流转换比。对于降压电路，根据充电电路的基尔霍夫电压环路可得到电感两端的电压为(VIN - VOUT)。同理，放电过程中电路电感两端的电压为-VOUT。根据等式3，可得出电压的转换比为：

从这一系列等式可以看出，降压转换器的输出相比VIN增大了D倍，而输入电流则比负载电流大D倍。表1列举了图2中所示拓扑结构的转换比。有些复杂的拓扑结构可能难以分析，但是利用这个方法解等式3和5可得到全部SMPS的转换比。

四、三电平DC/DC变换器的拓扑结构及其滑模控制方法

摘要：首先阐述了三电平DC/DC变换器拓扑的推导过程，给出了6种非隔离三电平DC/DC变换器和5种隔离三电平DC/DC变换器拓扑结构；分析了三电平DC/DC变换器中，如何设计滤波电路的参数以提高其动态品质；最后以Buck三电平变换器和Buck?Boost三电平变换器为例，分析了滑模控制在三电平DC/DC变换器中的应用前景。

1    引言

    J.Renes Pinheiro于1992年提出了零电压开关三电平DC/DC变换器^[1]，该变换器的开关应力为输入直流电压的1/2，非常适合于输入电压高、输出功率大的应用场合。因此，三电平DC/DC变换器引起了广泛关注，得到了长足发展。目前，三电平技术在已有的DC/DC变换器中，均得到了很好的应用。部分三电平DC/DC变换器在降低开关应力的同时，还大大减小了滤波器的体积，提高了变换器的动态特性。三电平技术的应用，充分体现了“采用有源控制的方式减小无源元件体积”的学术思想。

2    三电平DC/DC变换器拓扑的推导与发展

2.1    三电平两种开关单元

    文献[2]分析了三电平DC/DC变换器的推导过程：用2只开关管串联代替1只开关管以降低电压应力，并引入1只箝位二极管和箝位电压源(它被均分为两个相等的电压源)确保2只开关管电压应力均衡。电路中开关管的位置不同，其箝位电压源与箝位二极管的接法也不同。文中提取出2个三电平开关单元如图1所示。图1(a)中，箝位二极管的阳极与箝位电压源的中点相连，称之为阳极单元；图1(b)中，箝位二极管的阴极与箝位电压源的中点相连，称之为阴极单元。

2.2    六种非隔离三电平DC/DC变换器

    三电平DC/DC变换器的推导过程可以总结为以下三个步骤：一是将基本变换器的开关管替换为相互串联的2只开关管；二是寻找或构成箝位电压源；三是从箝位电压源的中点引入1只箝位二极管到相互串联的2只开关管的中点，箝位二极管的放置与2只开关管与箝位电压源联接的地方有关。

    为了确保2只开关管的电压应力相等，三电平DC/DC变换器一般由图1所示的两种开关单元共同组成。文献[2]所分析的半桥式三电平DC/DC变换器的推导思路，可以推广到所有的直流变换器中，由此提出了一族三电平DC/DC变换器拓扑，包括Buck，Boost，Buck?Boost，Cuk，Sepic，Zeta等6种非隔离的三电平DC/DC变换器，但是这6种非隔离的三电平DC/DC变换器的输入与输出是不共地的，这个缺点限制了它们的使用范围。

　

(a)    三电平阳极单元    (b)    三电平阴极单元

图1    两种三电平开关单元

    文献[10]提出将隔直电容引入到输入输出不共地的非隔离三电平DC/DC变换器中，并对变换器结构进行改进，使其输入与输出共地。改进后的变换器保留了改进前的变换器的所有优点，即：开关管的电压应力为输入电压的1/2；可以大大减小储能元件的参数；续流二极管的电压应力为输入电压的1/2。图2所示为6种输入输出共地的非隔离三电平DC/DC变换器。

(a)Buck三电平DC/DC变换器(b)Boost三电平DC/DC变换器(c)Buck-Boost三电平DC/DC变换器

(d)Cuk三电平DC/DC变换器(e)Sepic三电平DC/DC变换器(f)Zeta三电平DC/DC变换器

图2    非隔离式三电平DC/DC变换器

2.3    五种隔离三电平DC/DC变换器

    同理，可以推导出Forward，Flyback，Push-Pull，半桥和全桥等隔离的三电平DC/DC变换器[2]，如图3所示。

(a)    Forward三电平DC/DC变换器

(b)Flyback三电平DC/DC变换器

(c)    Push-Pull三电平DC/DC变换器

(d)    半桥三电平DC/DC变换器

(e)    全桥三电平DC/DC变换器

图3    隔离式三电平DC/DC变换器

3    三电平DC/DC变换器中滤波元件参数的选择

    上述6种非隔离的三电平DC/DC变换器和全桥三电平DC/DC变换器均可以得到三电平输出波形，从而大大减小了滤波元件的参数。文献[3,4]详细分析了一类零电压零电流开关复合式全桥三电平DC/DC变换器，该变换器的输出整流电压高频交流分量很小，可以减小输出滤波器，改善变换器的动态性能；同时其输入电流脉动很小，可以减小输入滤波器。

    下面以Buck三电平DC/DC变换器和传统的Buck变换器中滤波器的参数设计为例进行比较。图4表明Buck三电平DC/DC变换器的电感电流最大脉动量仅为Buck变换器的1/4。如果两者电感电流脉动的最大值相同，那么Buck三电平DC/DC变换器的滤波电感量可减小为Buck变换器的滤波电感量的1/4。

图4    BuckTL变换器的电感量为Buck变换器电感的1/4

    在设计一个电源时，其输出纹波大小都有明确的限制，据此，可以计算出输出滤波电容的大小。经过分析，如果电感电流脉动相同，Buck三电平DC/DC变换器的输出滤波电容放电频率较Buck变换器提高了1倍，因此其滤波电容是可以减小为Buck变换器滤波电容量的1/2。考虑到电容寄生参数的影响，滤波电容的值要适当放大，并采用多个较小容量电容并联的方式以减小等效串联电阻（ESR）。

4    滑模控制在三电平DC/DC变换器中的应用研究

    在实际应用中，因为三电平DC/DC变换器开关数目比较多，控制相对比较复杂，对它的控制方法的研究还处于起步阶段。三电平DC/DC变换器工作时有多个模态，且每个模态有其独立的状态方程，要对三电平DC/DC变换器进行系统的解析分析比较困难。目前，三电平DC/DC变换器中一般采用脉宽调制(PWM)和交错控制相结合的方法。但是PWM控制有其固有的缺陷，即它的控制性能依赖于系统参数。当系统受到瞬态或持续扰动时，系统的参数也会改变，甚至会出现参数不匹配的情况，这样控制性能将大大降低。

    为了提高和改善三电平DC/DC变换器的稳定性，抗负载扰动及参数摄动，快速性等，现代控制理论如自适应控制，非线性反馈线性化控制，滑模变结构控制，最优控制，以及模糊控制，神经网络等智能控制在三电平DC/DC变换器中的应用研究也将逐步开展。但目前还尚未有文献论述。

    其中，滑模变结构控制在电力电子系统中改善鲁棒性，动态品质，控制硬件电路的设计等方面取得了一些成果[8，9]。滑模控制本质上是一种变结构控制，它的突出优点是其控制性能不依赖于系统参数。文献[8]详细介绍了DC/DC变换器的滑模变结构控制，论述了如何以等效控制作为分析手段来分析Buck,Boost,Buck?Boost变换器，该方法保证了系统在大信号和小信号情况下的稳定性。

    对于三电平DC/DC变换器，由于其特有的多模态工作情况，很适合于采用滑模变结构控制来实现和改善变换器的动态性能和鲁棒性。图5给出了Buck三电平DC/DC变换器的实验原理图，图6给出了Buck?Boost三电平DC/DC变换器的实验原理图。滑模控制硬件电路实现简单，理论上有无限高的开关频率，但是受实际开关器件的频率限制，要求在滑模控制的控制信号输出端加一个延迟环节，一般采用施密特触发器来实现。400Hz驱动信号是用来实现电压输入扰动和负载扰动，以验证滑模控制对这两个扰动的鲁棒特性。

图5    基于滑模控制的Buck三电平DC/DC变换器实验原理图

图6    基于滑模控制的Buck?Boost三电平DC/DC变换器实验原理图

    但是,由于三电平DC/DC变换器的开关数目比较多，不再是简单的{0,1}标量控制，这给滑模面的选择和控制律的选取造成了一定的困难。关于这方面的研究，作者将在另文中作进一步的探索。

5    结语

    本文从三电平DC/DC变换器拓扑的推导过程，三电平DC/DC变换器中滤波元件参数的设计，以及三电平DC/DC变换器中控制方法的研究等几个方面详细论述了近年来三电平DC/DC变换器研究的现状。