一种自激式开关稳压电源的设计(2)

4.1 开关电源的开关控制部分

　　开关电源其核心是开关控制部分,主要工作过程是通过图2中B点和C点电压的高低来控制主功率开关管Q1导通和截止的时间(即占空比的大小).当Q1截止时A点为高电平,C5对Q1放电,使B点电位迅速提高,使开关管Q1基极电位高于发射极,因而Q1饱和导通,并对C5进行充电.而此时的电流为变压器原边电流与Q1导通时的电流之和,所以流经R5的电流值很大,C点电位升高,饱和导通使A点电位下降,Q1也就截止.

　　D2和D3作用是在Q1导通时,使C点电位不致很高,否则C5的放电时间过长,使Q1关断时间toff过大,而Q1导通时间ton保持不变,这样频率变低.若Q1导通时C点提升太高时,才将Q1变为截止,此时D2和D3正向导通,C点的电位降低,使得C5放电时间很短就能将使Vb>Vc,使toff也很小,因而可以使频率达到很高.
4.2 PWM调节部分

　　Q1导通时,绕组N2上正下负,C10吸收刚放电时的尖峰电压,防止二极管D10正向导通损坏,D10正向导通,使B点电位升高,从而使Q1更快饱和导通.同时Q2导通,再使Q3也导通,B点电压下降,原边线圈电流减小至截止.这时N2边为下正上负,D4和D5导通,Q4基极变为高电位,Q4导通,C点电位降低,截止时间变短,而TL431反馈电流使流入Q4基极的电流就会减小,C点电位就下降得慢,截止时间变长.Q1导通时,TL431反馈电流决定C点电位升高的快慢来达到稳压的目的.C12是用来保护Q3,在截止时反向峰值电压过高,而损坏Q3.反馈控制就是将取样电压与基准电压比较,转化为电流,再经电流放大来调节ton与toff来控制占空比从而达到稳压的目的.

　　R12是输出电压的最小负载,防止负载空载时电压太高,用于提高轻载时的电压调整率.C17可适当的降低误差放大器的高频增益.TL431的基准电压与输出电压Vo比较,在R14形成误差电压,从而使IC1的二极管产生不同的电流.R14是IC1二极管的限流电阻.误差放大的频率应由R13、R16、VR和C17决定.由C14和R10构成的RC吸收网络,能消除高频自激振荡,减小射频干扰.

4.3 高频变换器部分

　　由于高频变压器原边在单位时间里提供的功率与ton的平方和频率成正比、与输入原边直流电压的平方成正比,与原边绕组匝数成反比,若不考虑变压器的消耗,由能量守恒可得变压器副边功率,即输出的功率与变压器副边匝数,以及负载无关,只由原边提供的功率决定.因此要得到不同的输出功率,就只有靠改变高频变压器原边的功率.改变ton对输出功率的影响最大,但受到磁通复位条件的限制不宜较大的改变,要改变输入原边的直流电压,只能改变前面电路的滤波电感与滤波电容等参数,还可以在前面加入一个电位器,也能改变直流电压,而频率要受到功率开关管本身条件的限制.所以改变原边绕组匝数是一个比较好的方法,原边线圈绕组宽度不要太长,而将其分为多层,每一层的接入都用一个开关控制,需要不同的绕组匝数接入不同的开关就能很好的控制原边上的功率,从而得到不同的输出功率.但是,toff时间内要使高频变压器的原边磁通复位,在ton时间内要使其副边磁通复位,如果在开关工作周期结束时,磁通没有回到周期开始的起点,则变压器磁芯内的磁通就会逐渐增加,导致磁芯饱和而损坏功率开关管.要满足单端变换器的磁通复位条件,就要使Ton与Toff的时间适当,不能太长,否则使开关管的频率变低,同时与高频变压器原边与副边绕组的匝数有关.

4.4 TL431

　　TL431是三端可调稳压器,利用两只外部电阻可设定2.50—36V范围内的任何基准电压值.TL431的电压温度系数很小.动态阻抗低,典型值为0.2欧,输出噪声低,具有适合汽车工业等温度范围内所规定的热稳定性,有效输出电路具有很陡的导通特性,从而使得这些器件在诸如板上稳压,可调电源和开关电源的应用中,可以很好的替代齐纳二极管.

5  结  论

　　根据上述原理,进行了设计并制造了样机,调试后性能稳定.该电路的特点是占空比与输入电压成正比(频率成反比),不受负载影响,因而容易大范围控制.由于开关管的频率受限,能达到50KHz-100KHz左右,电源效率稍微比集成开关管低.为了提高此电路的电源效率最好使用频率较高的开关管,频率越高节能效果就最佳.