基于UC3842的反激式开关电源设计(2)

　　3  反馈回路参数的计算

　　反馈电路采用精密稳压源TL431 和线性光耦PC817 构成外部误差电压放大器。并将输出电压和初级侧隔离。如图2 所示， R11、R12 是精密稳压源的外接控制电阻， 决定输出电压的高低， 和T L431 一并组成外部误差放大器。当输出电压Vo 升高时， 取样电压VR 13 也随之升高， 设定电压大于基准电压（TL431 的基准电压为2.5 V） , 使TL431 内的误差放大器的输出电压升高， 致使片内驱动三极管的输出电压降低， 使输出电压Vo 下降， 最后V o 趋于稳定； 反之， 输出电压下降引起设定电压下降， 当输出电压低于设定电压时， 误差放大器的输出电压下降， 片内驱动三极管的输出电压升高， 最终使UC3842 的脚1 的补偿输入电流随之变化， 促使片内对PWM 比较器进行调节， 改变占空比， 达到稳压的目的。

　　从TL431 技术资料可知， 参考输入端的电流为2 μA, 为了避免此端电流影响分压比和避免噪声的影响， 通常取流过电阻R13 的电流为T L431 参考输入端电流的100 倍以上[ 6] , 所以：

　　这里选择R13= 10 k Ω，根据TL431 的特性可以计算R12:

　　其中， TL431 参考输入端电压Uref= 2.5 V。

　　TL431 的工作电流Ika 范围为1~ 150 mA, 当R9 的电流接近于零时， 必须保证I ka 至少为1 mA, 所以：

　　其中， 发光二极管的正向压降Uf= 1.2 V。

　　UC3842 的误差放大器输出电压摆幅0.8 V< Vo< 6 V, 三极管集射电流I c受发光二极管正向电流If 控制， 通过PC817 的Vce与I c关系曲线（ 图3） 可以确定PC817 二极管正向电流I f .由图3可知， 当PC817 二极管正向电流I f 在7 mA 左右时， 三极管的集射电流I c在7 mA 左右变化， 而且集射电压Vce 在很宽的范围内线性变化， 符合UC3842 的控制要求。

图3 PC817 集射极电压Vce与二极管正向电流If 的关系图

　　PC817 的电流传输比CTR= 0. 8~ 1. 6, 当I c= 7mA 时， 考虑最坏的情况， 取CT R= 0.8, 此时要求流过发光二极管最大电流：

　　所以：

　　其中， Uka为TL431 正常工作时的最低工作电压， Uka = 2.5 V.发光二极管能承受的最大电流为50 mA,TL431 最大电流为150 mA, 故取流过R9 的最大电流为50 mA。

　　R9 的取值要同时满足式（ 5） 和式（ 6） , 即162< R9< 949, 可以选用750Ω 。
　4  基于MOS 管最大耐压值的反激变压器设计

　　由变换器预定技术指标可知变压器初级侧电压Vdcmin= 240 V, Vdcmax= 380 V, 预设效率η= 85%, 工作频率f = 65 kHz, 电源输出功率P out= 25 W。

　　变压器的输入功率：

　　根据面积乘积法来确定磁芯型号， 为了留有一定裕量， 选用锰锌铁氧体磁芯EE25/ 20, 电感量系数A L=1 750 nH/ N2 , 初始磁导率μi= 2 300, 有效截面积A e= 42. 2 mm2 .

　　因为所选的MOS 管的最大耐压值V MOSmax= 700 V.在150 V 裕量条件下所允许的最大反射电压：

　　最大占空比：

　　初级电流：

　　初级最大电感量：

　　其中， f 是开关频率， Hz.

　　初次级匝数比：

　　初级匝数：

　　其中， 磁感应强度Bw= 0?? 23 T ; 由于此变换器设计在断续工作模式k= 1（ 连续模式k= 0.5）。

　　磁芯气隙：

　　次级匝数：

　　辅助绕组匝数：

　　其中， Va 是辅助绕组电压， V .

　　为了减小变压器漏感， 采用夹心式绕法， 初级绕组分N p1 （ 78 T ） 和N p2 （ 78 T） 两部分绕制， 如图4 所示， Np1 绕在骨架最里层， 次级绕组N s绕在N p1和N p2之间， 辅助绕组绕Na 在最外层。

图4 变压器绕制示意图