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电池供电的逆变器,为了减少回路中串联的功率管数量,多采用推挽电路,其中的MOSFET多工作在硬开关状态,硬开关状态有以下弊端:
1、功率管开关损耗大,如图1所示.MOSFET关断时,D极电压上升,沟道电流下降,存在着VI同时不为零的时间,由此带来了开关损耗,并且这个损耗随着工作频率的提高而加大,限制了更高频率的采用.
2、为了避免两管同时导通,设置了较大的死区时间,也因此而带来了占空比的损失,其产生的后果是,功率管利用率降低,需要更大电流的功率管,电源脉动电流增大,引起滤波电解过热.曾见过有厂家用CD4047做驱动,没有死区时间,电解是不怎么热了,但功率管更热.
3、密勒效应.在MOSFET关断时,D极电压快速上升,DV/DT很大,D极电压通过反馈电容向输入电容充电,有可能引起MOSFET再次开通,这在PCB和变压器设计不合理的逆变器中更加严重.
4、EMI问题.
所有以上这些问题,降低了电源的效率,较大的电压和电流应力降低了可靠性,由于工作频率难以提高,功耗大也降低了功率密度,使得产品的体积重量加大.采用软开关技术,可以基本消除以上不利因互素的影响.
实现软开关的方法,常见的有谐振法和移相法.现代电子技术日新月异,多种新技术大量采用,较高档的电源采用DSP芯片随时跟踪MOSFET的工作状态,调整驱动参数,确保其工作在软开关状态.
在很多逆变器中,前级DC-DC部分不需要调压,调压的任务交给后级SPWM部分,更有一些电源,根本不需要对电压进行调整.这些电源或逆变器前级DC-DC工作在开环状态,这为我们用简易方法实现软开关创造了条件.下面将分以常用PWM芯片SG3525A和TL494和大家探讨开环状态下简易软开关的实现方法。
要用普通PWM芯片实现简易的软开关,有几个先决条件:
1、功率管以1对为佳,大功率应用时用大电流的管子,两对可以尝试,多对就不要指望了.
2、变压器两边绕组要完全对称,PCB设计时两管源级和漏极线路等长,源极到滤波电解尽可能短,驱动电路地线单独连接到电解电容.
3、MOSFET栅极驱动电路的选择.MOS管的输入电容都很大,以常用的IRF3205来说,Ciss为3247PF,要对此电容快速充放电,没有优良的驱动电路是无法做到的.很多大师做的电源类产品,MOSFET栅极电压上升和下降时间为几百纳秒甚至1.2微秒,这样大的开通/关断时间在高频应用时效率都很低,更不要说软开关了,总之,没有高的开通/关断速度,软开关就无法实现.常见电路有PWM芯片直推MOSFET,在驱动电流大时用NPN/PNP管射极跟随器做成图腾柱式电流放大电路,如图2所示:
然而,这个电路有着固有的缺陷,速度慢,驱动能力不足,放电管有剩余电压,无法在高效率电源中采用.在这里向大家推荐一个用NMOS/PMOS反向器构成的图腾柱驱动电路,如图3所示:
这个电路驱动能力强,开关速度极快,但有一点,从驱动IC过来的信号经过了图腾柱中MOS管的反向,驱动IC必须能适应这种逻辑的变化,可采用SG3527,和3525电路完全一样,只不过是3527输出的是负向推动脉冲,以适应这种逻辑关系. 最好的方法是采用专用驱动IC,如MC33152,TC4427,FAN3224等,深圳高工以台系芯睿单片机产生驱动信号,再经MC33152专驱推动MOSFET,取得较好效果.
继续.要消除开关损耗,首先要知道开关损耗在什么时段产生的.在图4中,C2C3为MOSFET的等效输出电容,把输出变压器简单的等效为一个理想变压器和漏感,激磁电感的串并联。
IRF3205的输出电容C2和C3,查数据手册为781PF,把变压器的次级短路,测得的初级电感量就是变压器的漏感,对于高频变压器来说,约在几十到几百NH,次级开路,测得的电感量就是变压器的激磁电感,如果用PC40ETD29-Z磁芯绕2匝,电感量约为10μH。
设某一时刻,Q1处于导通状态,其D极电压为0,然后G极电压开始下降,漏感L2中的电流不能突变,向等效电容C2充电,由于L2C2都很小,电流很大,Q1的D极电压迅速上长,形成很高的所谓漏感尖峰,而此时Q1栅极电荷还没有完全泄放,沟道中还有电流,其沟道电流和电压同时不为零,产生了关断损耗其值为定积分∫V(t)I(t)dt,而激磁电感L1中的电流则主要转移到L1的下半段,并经Q2中的体二极管返回电源,对开关损耗影响并不大。
设某一时刻,Q1处于导通状态,其D极电压为0,然后G极电压开始下降,漏感L2中的电流不能突变,向等效电容C2充电,由于L2C2都很小,电流很大,Q1的D极电压迅速上长,形成很高的所谓漏感尖峰,而此时Q1栅极电荷还没有完全泄放,沟道中还有电流,其沟道电流和电压同时不为零,产生了关断损耗其值为定积分∫V(t)I(t)dt,而激磁电感L1中的电流则主要转移到L1的下半段,并经Q2中的体二极管返回电源,对开关损耗影响并不大。
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