小讯号MOSFET提高电路转换效率 - 搭配电感拓扑，利用小讯号MOSFET降低电源转换功耗

　　小讯号MOSFET提高电路转换效率

　　类似DC-DC降压转换器的设计，若将萧特基二极体替换为MOSFET，同样可提高升压转换器的效能，在开关週期的电流相位中开启。图7表示同步DC-DC升压转换器的拓扑，其应用印刷电路板（PCB）架构中，采用整合恩智浦（NXP）小讯号MOSFET的DC-DC降压转换器，因该MOSFET以SOT457、SOT23、SOT223和DFN2020MD-6（SOT1220）等小型表面组装元件（SMD）技术封装，将可提供极低的导通电阻及良好开关性能。

　　图7 同步DC-DC降压转换器架构图

　　该印刷电路板拓扑亦采用凌力尔特（Linear Technology）的控制器，以两个N通道MOSFET构成开关层级，为让高端开关能通过电感连接节点，直达输入电源，必须进一步使用高于输入电压本身的控制电压。

　　此一额外的电压用于上级MOSFET的闸极控制，通过电荷帮浦产生，电容C25连接至开关节点、开关后的输出，并通过萧特基二极体连接稳定电压INTVCC（接脚12）；INTVCC由内部5伏特低压差线性稳压器（LDO）提供。

　　当低端开关打开时，电容通过二极体充电，本例中，C25的一端接地，若Q2关闭、Q1打开，则充电后的电容连接至VIN，在接脚BOOST（接脚14）处，可测量电压VIN+INTVCC–VF（二极体的正向电压）。儘管此一升压设计可正确驱动高端开关，但对于电荷帮浦而言，使用低电流萧特基二极体便已足够。

　　该设计采用的控制器还整合0.8伏特精密基準电压源，用于输出电压调节。降压转换器的输出返回至FB接脚。由R41+ R39和R38组成的电阻分压器调节输出电压，可由公式12计算：

　　VOUT=0.8V×（1+（R41+R39）/R38）。。。（12）

　　假设控制器以恆定频率工作，在高电流情况下可轻鬆控制DC-DC降压转换器的输出电压，但于低电流情况下对控制要求则升高，须大幅调整工作週期，或将控制器转换为另一种控制模式，如高负载模式。该控制器有强制连续、高负载和脉衝跳跃叁种工作模式；其中，高负载模式具有高效率优点，但涟波更大且电磁干扰（EMI）严重，最合适的模式须取决于终端应用的规格和需求。

　　可编程设计的开关频率范围为250k？ 750kHz，频率由电阻R30决定，控制器也可将内部振盪器与外部时鐘源同步（MODE/PLLIN，接脚1）。该模式下，RC网路须与接脚2（FREQ）相连，做为锁相迴路（PLL）滤波器。

　　掌握电压/电流涟波设计　中功率DC-DC转换效率增

　　DC-DC转换器有多种应用，具备外部MOSFET级的降压转换器控制器拓扑常用于运算和消费性电子产品中。新一代系统单晶片（SoC）解决方案须用到许多独立的电源电压，以提供主机板、笔记型电脑、平板装置、电视或机上盒（STB）等装置优异的电源管理方案。

　　由于电源範围最高可达数百瓦，最低仅数瓦，在桌上型电脑中，DC-DC转换器须提供高达100安培的电流和130瓦功率，开关级MOSFET採用无损封装（LFPAK）或QFN 5×6封装的趋势也逐渐盛行，一般笔电和小笔电的功率需求相对较小，功耗範围为18~55瓦。开关MOSFET主要採用SO-8和QFN 3×3封装。电视、机上盒或平板电脑等消费性电子的应用，功耗要求为7~15瓦。

　　对于中等功率範围而言，目前可用QFN 3×3、QFN 2×2或SOT457等具有更小封装的小讯号MOSFET来替代SO-8。为达到所需的电流涟波，须仔细选择用于降压转换器的电感值。电流涟波更大，则输出电压涟波也更大；涟波增加，则电感更小、输入电压更高，若开关频率降低，则将进一步增大。

　　ΔIL可由下列公式13算出：

　　ΔIL=VIN/L×ton=VOUT/L×toff.。。（13）

　　其中，T=ton+toff=1/f

　　得到公式14：

　　ΔIL=（VOUT/L）×（1–VOUT/VIN）×1/f.。。（14）

　　此时表示L=（VOUT/ΔIL）×（1–VOUT/VIN）×1/f。在极端情况下，电路会以连续模式的极限运行，电流在再次增大之前会完全降为零，可得出公式15： ΔIL=2×I（均值）。。。。。。（15）

　　代换ΔIL后，L=VOUT×（1–VOUT/VIN）/2×I（均值）×f

　　实际上，涟波电流ΔIL一般约为最大电流的30%，输出电压的涟波不仅取决于电感和ΔIL，还与输出电容的电容值有关，电容愈大，涟波愈小。图8为流入电容的电流波形图，无损耗电容的计算方式如公式16：

　　图8 电容电流与时间的关係示意图

　　。。。。。。（16）

　　对于t0至t1，IC=ΔIL/ton×t；对于t1至t2，IC=ΔIL/toff×t。

　　电容涟波电压如公式17所示：

　　。。。。。。（17）

　　当T=ton+toff=1/f时，可进一步得出公式18：

　　VC_ripple=ΔIL/（C×8×f）。。。。。。（18）

　　此外，实际电容须考虑等效串联电阻（ESR），因此可得出公式19：

　　VC_ripple=ΔIL×（ESR+1（8×F×Cout））？（19）

　　做为开关的MOSFET则须考虑两个损耗过程，一个是欧姆损耗，由剩余导通电阻RDSon造成；第二个损耗产生于开关瞬变。由于MOSFET并非理想的电源开关，从关闭到开启状态（或开启到关闭）仍存有短暂的导通时间。

　　RDSon损耗也称I2R损耗，可通过公式20计算（lout表示RMS值）：

　　。。。。。。（20）

　　其工作週期为D=ton/T，项数1+δ包含与MOSFET的RDSon有关的温度。δ典型值为δ=（0.005/℃）×（Tj–25℃）

　　低端开关则与其相似，由于当高端开关关闭时，同步MOSFET接通，因此I2R损耗可由公式21计算：

　　。。。。。。（21）