基于MC34063A的交换式电源电路设计

上一回我们介绍了MC34063A 内部的结构以及几个主要区块的功能。这一回我们要继续介绍 MC34063A 的电路设计，以及设计时的各种考虑。

我们先来看一个实际的电路。

典型的电路

上图是一个用 MC34063A 构成的 boost 电源电路。如果有看过之前文章的读者，应该可以隐约看到一些熟悉的零件，我刻意没有标示零件数值，是因为在不同的电路中，这些零件的数值差异会非常大。

L1 叫做 switching inductor，也就是 boost 电路的核心储能组件，我们将能量储存在 L1 的磁场中，再利用它电流变化率反转时电压会反转的特性，让 L1 上的电压与电源电压串联，产生比电源电压还高的输出电压。

D1 是整流二极管，在某些教科书中也被称作飞轮二极管（flywheel diode），它的共享是避免电感 L1 在透过开关晶体管充电时，输出电容 C1 内的电荷逆流回电感。当电感在充电周期时，D1 会处在逆偏压的状态，此时负载就只能靠 C1 里面的电荷供电。当电感在放电周期时，D1 会进入顺偏压，电感上的能量就会流过 D1 对 C1 充电，同时也供应后方的负载。

C1 是滤波电容，在交换式电源当中滤波电容是个不可或缺的零件。因为不管是升压的 boost 还是降压的 buck 电路，来自前方交换电路的电流都是不连续的，我们需要一个可以储存能量的装置让电流可以连续输出到负载，而滤波电容就是这个水库。

这个电路里面没看到开关晶体管，因为 MC34063A 除了电压侦测和控制电路之外，还附赠这个晶体管。MC34063A 的 SWE 和 SWC 这两只脚，就是它内部开关晶体管的射极（emitter）和集极（collector）。

MC34063A 里面附赠的开关晶体管是一个达灵顿架构的电路，这种电路的特性就是 gain 非常大，因此可以轻易、快速地让主要的开关晶体管 Q1 进入饱和区，将电感的一端接地、对电感充电。这个晶体管最大可以耐 1.5 A 的电流，这个电流是对电感的充电电流，并不是最后输出的电流。至于 1.5 A 的切换电流可以做出多少输出电流，则跟 duty cycle、升压比例等有关，我们之后会再详细讨论。

以上几个零件是 boost 升压电路的关键零件，接下来则是跟 MC34063A 有关的零件。

R3、R4 是用来产生回授电压的分压电阻。MC34063A 的内部的参考电压是 1.25 V，因此不管你想要产生什么输出电压，R3 和 R4 的分压输出就应该是 1.25 V。

C2 叫做 timing capacitor，我们上一回有介绍过，MC3406A内部有一个震荡电路，用来控制整个 boost 电路工作的频率。这个电容器越小，MC34063A 的切换频率就越高；这个电容越大，MC34063A 的切换频率就越低。C2 是 0.001 uF 时，根据 MC34063 的 datasheet，切换频率大概是 33 KHz，不过因为 MC34063A 有另一个功能是可以侦测电感上的电流，在必要时提早结束充电的周期，所以实际的震荡频率有可能会比理论的频率要高。

R1 就是 MC34063A 用来侦测电流的电阻。流过电感的电流会经过这个电阻，但供应 MC34063A 电源（接脚 6，V+）的电流则不会经过这个电阻，因此藉由测量第 6 脚 V+ 和第 7 脚 SEN 之间的电压差，除以电阻的大小，就可以知道电流。

根据 MC34063A 的的 datasheet，它用来侦测电流过大的门坎是 300 mV，因此触发过电流保护、提早结束充电周期的电流就会是：I = 300 mV / R1

因此假设我要限制电感上的最大电流是 1.5 A，R1 的数值就会是：

1.5 = 0.3 / R1

R1 = 0.3 / 1.5 = 0.2 Ω

由于 MC34063A 内部的晶体管最大只能耐 1.5 A 的切换电流，因此理论上 R1 不能比 0.2 Ω 小。不过 MC34063A 的电路设计也可以使用外部的开关晶体管来切换更大的电流，在这种设计之下 R1 就可以使用比 0.2 Ω 更小的值。

跟其它零件比起来，R2 就是个没那么重要的零件，它其实只是 MC34063A 内部达灵顿电路的第一颗晶体管的集极电阻。这个电阻可以用来限制达灵顿驱动电路的功耗，在某些电源电压不高的电路中，将 SWC 接脚直接跟电源相接也没问题。

设计迭代

交换式电源的设计很少能一次到位，整个设计的过程往往需要多次迭代。根据我们需要的输入电压、输出电压、电流，先选定一些主要的设计参数如交换频率、电感的大小，然后经过试算，再根据某些试算之后的结果回头去修正某些零件的参数，再反复试算，直到整个设计可以满足我们的需求为止。

以 MC34063A 的 boost 电路设计来说，通常我们的设计条件就是输入电压与输出电压，再加上最大的输出电流。直到输入电压和输出电压之后我们就可以知道电感切换的 duty cycle，也就是充电周期和放电周期的比例。我们在前两回有讲过，这个比例 D 与输入、输出电压的关系是：VOUT /VIN= 1 / 1 – D。

当然我们不能无限制地增增大输出电压，太大的升压比会让 duty cycle 太大、斜率太陡，而让回授控制变得很不稳定。一般来说，我们会限制单级的 boost 电路升压比控制在 10 倍以内。如果要超过 10 倍的话，可以用多级 boost 串联，或是在 boost 电路的后方增加倍压整流来辅助。

决定升压比例之后，我们还需要决定交换频率。MC34063A 的最大交换频率是 100KHz，但我们通常不会让它工作到太接近 100 KHz 的频率，其中一个主要的原因是它里面的开关晶体管其实不是速度非常快的晶体管，从截止进入到饱和区的过程中会有一小段时间在线性区里，而晶体管在线性区时的功耗会比截止和饱和时要大得多。停留在线性区的时间大致上是固定的，不会随着交换频率而改变；因此交换频率越高，晶体管在线性区停留的时间所占的比例就越高。开关晶体管停留在线性区时所造成的额外功耗叫做交换式电源的 switching loss，也就是交换损失。我们会希望 switching loss 尽可能的小，这样电源的效率才会高。

那么如果我们将交换频率降得很低，是不是就可以让 switching loss 变得很小？没错，大致上是这样。可以当交换频率很低时，电感每一个周期的充电、放电时间相对来说就会变长。比方说，如果我们决定交换频率是 10KHz，那每一次充放电的周期总时间就是 1 / 10,000 = 0.1 ms，而如果升压比是 5 倍，充电和放电时间的比例就是：TON/TOFF =(VOUT – VIN)/ VIN = (5 – 1 )/ 1 = 4。

所以在 10 KHz 的交换频率下，电感要充电 0.08 ms、放电 0.02 ms。

接下来，我们可以根据需要的最大输出电流，算出开关晶体管上的最大电流，以及电感上会流过的最大电流。而接着最关键的，就是要用电感上的最大电流以及充电周期的时间，计算出适合的最小电感值。

MC34063A 的 datasheet 上有告诉我们这个电感值（它的推导过程可以写一万字，在次先略过），它是：LMIN =（VIN/IPEAK） *TON。其中 IPEAK就是电感上的最大电流，而 VIN 则是输入电压。从上面这个式子看得出来，充电周期的时间 TON 直接正比于最小的电感值。

所谓「最小」意思就是这个值以上的电感都可以用。对，在交换式电源的设计上，如果只考虑电感的感值，不考虑电感的直流电阻或其它特性，一般来说只有电感最小值的限制，没有最大的限制。用太大的电感只是浪费而已。

使用的电感如果太小，会有电感饱和的问题。而因为 MC34063A 有侦测电流、避免电感饱和的功能，当电感一饱和，MC34063A 就会提早结束充电周期、进入放电周期，这会导致 duty cycle 无法达到预期的比例，结果就是无法达成预期的升压比。

电感的体积、重量通常跟感值呈正比。但有时候我们算出来的最小电感值如果太大，可能会导致零件本身的体积太大，不切实际。这时候我们就得回头去修改交换频率。改用一个比较高的交换频率，可以让 TON 的时间缩短，就可以改用较小的电感。但代价就是因为 switching loss 占比的增加，而损失一点效率。

交换式电源的设计往往就是这样试算、修正的迭代过程。当你了解零件数值与设计参数之间的关系、取舍之后（比方像电感大小与交换频率之间的取舍），经过几次的试算就可以找到适合的设计参数。

小结

这次我们以 MC34063A 的实际电路说明了电路中各个零件的功能，并简单介绍了设计这样的电路时，设计过程的各种迭代与考虑。下一回我们要介绍一些可以辅助我们设计的工具，并实际用这些工具设计出一个可以运作的电路。

编辑：黄飞