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上一回我们以 MC34063A 的实际电路说明了电路中各个零件的功能，并简单介绍了设计这样的电路时，设计过程的各种迭代与考虑。这一回我们要来实际算出一个可以工作的电路。
设计目标
我们这次设计的目标，是要用 MC34063 做出一个以 3.6 V 单颗锂电池为输入，5 V 为输出的升压电路。我们希望最大的输出电流要能够供应到 300 mA。根据能量守恒定律，如果 5 V 输出要有 300 mA，在效率 100% 的状况下，3.6 V 输入的电流就要有 5（V）* 300（mA）/ 3.6（V）= 416 mA
但由于交换式电源的转换效率不可能达到 100%，所以实际上的输入电流会比 416 mA 还要大。
上图是我们上次介绍过的，典型的 MC34063 升压电路。接下来我们就要来决定电路中的各个零件数值。
在线设计工具
MC34063 是一颗上市已久且广泛使用的交换式电源 IC，因此网络上可以找到非常多的设计资料，也有很多在线的设计工具可以帮助我们决定零件数值。这次我们要做的是 boost converter，你只要在搜索引擎中打「MC34063 boost calculator」或是「MC34063 boostdesign tool」，就可以找到一大堆网页可以帮助你在线做计算。除了网页版的工具外，也可以找到一些脱机的设计工具可以下载。
我们接下来就以
这个设计在线设计工具为范例，来完成这个电路。
打开这个网址，你会看到这样的画面：
这个网站是一个叫 Madis Kaal 的爱沙尼亚人所维护的，他的正职虽然是软件工程师，但其实也是个硬件技术的爱好者，他的网站上有很多跟硬件相关的题目可以参考，而这个 MC34063 的设计工具就是他的网站上很常被使用的工具之一。
这个设计工具用起来其实很简单，只要在左上角的输入区打入需要的设计参数，再按下「Calculate」按钮，设计的结果就会出现在下方的框框里。
刚进入网页时，画面上的参考电路并不是 boost converter，而是降压用的 buck converter，不过这个工具会自动根据我们键入的输入电压与输出电压之间的关系，而自动显示对应的电路图。
我们在输入字段键入以下参数：
Vin：3.6 V
Vout：5 V
Iout：300 mA
Vripple：先空着不填
Fmin：50 kHz
按下 Calculate 按钮之后，画面上就会出现设计结果，右边的参考电路图也会跟着变为 boost converter 的电路。
我们上次有提过电感大小与交换频率之间的关系：频率越高，就可以用越小的电感；但频率越高，交换损失会越大，而且 MC3463 的最高交换频率只到 100 KHz。
一般我们用 MC34063 设计 boost 电路时，交换频率大概会设定在 20 KHz 到 80 KHz 之间，这算是 MC34063 用起来比较「舒服」的交换频率区间。以这个设计来说，我们先设定交换频率为 50 KHz，设计工具就会利用输入、输出之间的电压比例以及交换频率，计算出最小所需要的电感值。
根据上面算出来的结果，最小所需要的电感值是 21 uH。我们上次有说过，交换式电源只有「最小」电感值，在这个值以上你爱用多大就用多大，不过用太大只是浪费而已。
如果算出来的最小电感值很大，大到零件选用上有困难，这时我们就需要提高交换频率，利用损失一点效率来换取电感的大小。不过以目前的试算来看，21 uH 是一个还算合理的数值。一般的工型或环形绕线电感，在 100 uH 以下都是很容易取得的零件。
选择电感时，除了感值之外，另一个需要注意的参数是电感的耐电流。上面的试算帮我们算出了 Ipk 峰值电流这个数字，这就是这个电路在切换的周期中，流过开关晶体管的最大电流。由于电感跟开关晶体管是串联在一起的，因此晶体管上的峰值电流也就是电感上的峰值电流。
以上面的试算来看，峰值电流是 1.015 A。我们在选择电感时，就要找感值 21 uH 以上，最大电流 1.015 A 以上的零件。
电感组件的选择
举个例子来说，我们看看电感供货商 Coilcraft 的 RFB1010 系列。这是直径为 11 mm 的插件型绕线电感，根据它网站上的资料，它 22 uH 型号的饱和电流为 4100 mA，因此这个型号可以用在上面那个电路。
当然我们也可以用更大感值的型号，如 27 uH 或是甚至 47 uH 的。一般来说，随着感值的增加，绕线所需要的线长就会增加，因此电感上的 DC 电阻也会跟着增加，交换电路在电感上的损耗就会随之增加，所以我们并不倾向用大于最低感值太多的电感。
MC34063 内部的开关晶体管最大可以承受 1.5 A 的电流，因此在不使用外部开关组件的前提下，电感上的电流应该也不能超过 1.5 A。
决定了电感后，再来看其它的零件。Ct 是用来决定交换频率的 timing capacitor，设计工具会自动根据我们设定的交换频率算出 Ct 的值，以上面这个例子来说，如果要震出 50 kHz 的频率，Ct 就要用 327 pF。不过呢，除非你去找电容厂商订制，一般来说我们买不到 327 pF 这种数值的电容器。
E-series 数列
大部分的被动组件数值都遵循一个叫做 E-series 从优数的数列。最常用的 E-series 是 E-24，所谓 E-24 就是它把零件的数值从 1 到 10 之间分割为 24 个数字，因此 E-24 序列就是：
「1.0、1.1、1.2、1.3、1.5、1.6、1.8、2.0、2.2、2.4、2.7、3.0、3.3、3.6、3.9、4.3、4.7、5.1、5.6、6.2、6.8、7.5、8.2、9.1」
因此我们买电阻的时候，有 430 ohm、4.3 K、4.7 K、5.1 K 的电阻，但不会有 5 K 的电阻。电容器也是一样的状况，在 E-24 系列的电容器里，你可以买到 300 pF、330 pF 的电容，但是不会有 327 pF 的电容，甚至在精度更高的 E-92 或是 E-192 序列中，也没有 327 这个数字，最接近的值是 E-192 系列的 328 pF。
使用设计辅助工具时，我们常常会遇到这种算出来但是买不到零件数字的状况。这时候，我们可以挑选最接近可以买到的零件数字，再将它代回去计算，看看零件数值造成的误差是否在可接受的范围。
以上面的这个电容数值的差异来看，如果我们用 330 pF 取代 327 pF，容值的误差是 3 pF，以比例来看就是 1%，这对 50 KHz 的交换频率来说误差大概是 0.5 KHz，而由于 330 pF 比 327 pF 大，因此频率会往较低的方向偏移。
当交换频率比预期低时，我们就要考虑电感会饱和的可能性，不过由于频率只偏低 1%，而如果我们用 22 uH 的电感取代原来计算出来的最小电感值 21 uH，电感比预期的值增加的比例会是 1/21 = 4.7% 左右，所以电感值的变大一定可以补偿这个频率偏移。
至于决定输出电压的两个分压电阻，我们运气很好，计算出来的两个零件数值 1 KΩ 和 3 KΩ 都是 E-24 series 中有的数值，因此可以调出刚刚好的输出电压。其实这是一个美丽的巧合造成的：MC34063 的电压比较器内部参考电压是 1.25 V，刚好是 5 V 的四分之一，所以利用一比三的电阻值刚刚好可以做出四分之一的分压电路。
Madis Kaal 的这个设计工具其实很贴心，它在计算分压电阻时，会自动从 E-24 series 的数字中选择 R1 和 R2 的数值，并告诉你最后计算出来的电压。有兴趣的读者可以试着将输出电压改成 12 V：
它会算出 R1 要用 1.5 KΩ、R2 要用 13 KΩ，而在这样的组合下，设定出来的输出电压会是 12.08 V，不过这个电路是没办法运作的，因为在其它条件不变的前提下，如果要把 3.6 V 升到 12 V，又要有 300 mA 的输出电流，电感和晶体管上的峰值电流 Ipk 会高达 2631 mA，已经远远超过 MC34063 可以应付的 1.5 A 甚多。
这个设计工具也会自动根据 Ipk 帮我们计算 MC34063 的电流侦测电阻 Rsc，以避免电感或晶体管上的峰值电流超过设计的目标。Rsc 算出来的值不会从 E-24 series 中挑选，因此我们也需要像决定 timing capacitor 一样，回头去试算一下。
设计迭代
至于刚刚我们省略没填的 Vripple，意思是我们预期输出的最大涟波电压，这个电压会由输出电容器 Co 来决定，越大的输出电容可以造出越平滑、涟波越小的输出，但这之间的关系并不是线性的，而且由于交换式电源的特性，你不可能造出完全没有涟波的输出。MC34063 的交换频率以现在的技术来说又是相对低的，对它输出涟波电压更不利。
我们试着在原来的设计参数中输入 10 mV 的涟波电压限制，看看输出电容器 Co 要放多大才能达到 10 mV 的涟波电压：
如果要达到 10 mV 的涟波电压，需要放一颗 2209 uF 的输出电容，这时一颗很大、很大、很大的电容器，大到不切实际。如果我们将 Vripple 改为 100 mV，输出电容就只需要 221 uF，这个数字就变得比较合理，虽然 220 uF 的电容器仍然蛮大一颗的。
如果我们希望降低输出涟波，但又没办法放这么大的电容器时，该怎么办呢？这时我们可以增加交换频率，因为涟波的成因是 boost converter 在充电、放电的过程中电流不连续造成的，我们用输出电容当作一个小水库来缓冲这个不连续。如果增加交换频率，电流不连续的周期时间就可以缩短，相对来说涟波就会变小。
我们试着在 Vripple = 100 mV 的前提下把交换频率增加到 80 kHz：
在 80 KHz 的交换频率下，要达到 100 mV 的涟波电压只需要 138 uF 的输出电容，明显比刚刚小很多，而且在这个工作频率下，所需要的最小电感值也降到 13 uH，似乎是一举两得。不过对 MC34063 来说，要在 80 kHz 的交换频率下工作，它其实已经有点吃力了，主要的原因我们上一回有说过：它里面的开关晶体管并不是非常快的组件，工作频率越高，晶体管上的开关损失就越大，整体电路的效率会越低。
如果这时候我们有个速度很快的开关晶体管来帮忙，是不是就可以做出交换频率很高、涟波电压很低，又可以使用很小颗电感的 boost 电源电路？没错，这正是交换式电源 IC 的发展方向。
现今的交换式电源 IC 拜半导体制程进步之赐，利用 MOSFET 做为开关晶体管都可以工作到 1 MHz 以上的频率，不仅可以使用很小颗的电感，电路的稳压反应速度和输出涟波电压都可以有显著的改善。
小结
这一回我们利用一个在线的设计工具示范了 MC34063 的设计及零件选用的过程，并示范了在不同特性之间取舍的设计迭代过程。我们在计算涟波电压与输出电容之间的关系时，发现交换频率的增加对于改善输出涟波以及减小电感这两件事都有正面的影响，下一回我们就来看看，现今比较进步的交换式电源 IC 在提高交换频率到 1 MHz 以上时，可以做到什么程度。
工商网监
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