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01PA记忆效应中0频两侧阻抗不同的推导
Q：下图是公众号文章《5G PA“记忆效应”的现象、形成与消除》，请教一下标记字体怎么理解？为什么0频两侧阻抗不同？
A：供参考：
Q：谢谢，
02
有关寄生电感值计算的讨论
Q：问下我们计算感值用Y参数和Z参数算出来有差异 是有什么适用条件？port口接50ohm。
A：y参数默认另一个端口短路，z参数是开路。
Q：这个我知道 但是知道s参数 公式编辑转化成y或者z参数。而且互感系数用Z参数算出来合理 互感系数低于1。
我再看看 可能哪里有问题。
A：你这是不是算的二端口网络里并联部分的感值和串联部分的感值？
A：stoy() 里面不需要填整个S矩阵，填一个复数就可以用的吗？例如S13？要不你试试 Ys=stoy(S), 然后用Ys(1,3) 来继续算？
Q：可以，是四端口变压器。
A：这俩式子一个算的串联的一个算的并联的，那结果就是不一样的。
A：Z参数算的是V1/I3(I3=0, 3端口开路），所以3端口到地寄生C是和你变压器电感串联，算出来的感值偏小就是正常的。
Q：比如计算感值用Y参数计算 端口无论是50ohm还是到地 值都是一样的 但是Z参数就和你端口状态有关。分别是50ohm和端口接地。
A：对呀，Y参数是I1/V3(V3=0, 3端口短路到地）所以3端口接多大port就是应该和到地一样的。
Q：为什么s参数转成Y参数就是默认短路的，不用考虑端口状态，转化成Z参数还和端口状态相关，按理说转化成Z参数应该有相同效果，我这里不存在到地寄生，理想原理图地。
A：如果是S参转换过去的话应该都是一样的。
Q：是的 之前单独仿真串并电感是一样的，不知道是不是结构问，我再看下。
A：根据定义，Z和Y矩阵都与端口阻抗无关的。
Q：单独电感是完全重合的 变压器需要考虑其他端口影响应该 谢谢各位。
03
有关LNA噪声系数与输入匹配关系的讨论
Q：请教一个LNA问题，为甚么反射系数越差，噪声系数越好，怎么解释呢？
A：指标之间相互制约，很正常的。这两个指标没有必然的正相关关系。
Q：换种说法，源阻抗选择会和噪声系数相关 这个时候肯定不是共轭匹配，想知道原理，我觉得有联系的。
A：低噪放有一个最佳噪声阻抗，输入阻抗越接近噪声越接近NFmin（一般是设计能达到最低值），一般来说，最佳噪声阻抗不在50ohm。
A：也不是反射系数越差，噪声系数越好。你可以看看经典二端口噪声网络理论，放大器噪声基本和FET参数相关，但是输入阻抗和负载相关，以及反馈。LNA设计主要是通过各种手段，比如反馈等等，将输入阻抗和噪声阻抗点的距离拉近，同时简化匹配网络，实现一个比较好的trade off。
A：一般低频LNA，最优噪声阻抗比较大，100附近了，所以，仿真结果上看上去，输入阻抗变大，远离50ohm接近100，输入匹配变差，噪声系数变好。
A：噪声系数很好只能说明源阻抗选取更加靠近最佳噪声系数NFmin圆心，但此时的阻抗偏离了源最佳阻抗点。
Q：所以大多数是牺牲增益换取噪声系数，原理上怎么解释呢？器件的大信号特性或者参数使得这两个阻抗点不一样。
A：牺牲增益是为了获得一个能够接受的噪声。原理上，匹配网络只能影响增益大小，不能改变NFmin的位置，一般来说就是把等噪圆和等增益圆画出来，选一个折中的输入阻抗。
我感觉还是多数靠反馈吧。反馈可以改变双共轭匹配的阻抗位置，可以吧NFmin的位置和共轭匹配的位置拉近。
A：宽带的基本靠反馈，原理参考托马斯李那本书LNA一节的吧。
04
有关MIPI协议中的TriggerMode讨论
Q：请问MIPI协议里定义LNA的trigger mode是什么意思，是说LNA开关吗？
A：可以理解为一种缓存，可以用来触发多个寄存器同时生效。如果trigger使能的话就不把数据写入寄存器，关闭trigger就会直接把数据写入寄存器。推荐参考文章：《MIPI RFFE协议解读》点击蓝字跳转文章。
05
有关同轴线用做变压器阻抗变换的讨论
Q：家人们，早上好！请教大家一个问题，这种功放管子用射频同轴线U型弯传输信号，具体是怎样工作改变相位的？
A：这个是靠同轴线内导体和外导体之间180度的相位差。
Q：谢谢！这个同轴线内导体芯线和外屏蔽层接在同一块铜皮上，相当于短路发生全反射，Г=-1，相位确实对应180度，但是这样射频信号没有参考地信号怎么灌进去传输的？
A：差分的话只能是互相参考，就是信号在微带内传输，但是没有地。
A：看图片，中间电感匹配的吧？看上去像1:4的。
A：看图片，电路明明用的是平衡式4：1阻抗变换，但是接法应该有问题吧，为什么这电缆两端还短接了。我觉得是接错了。
Q：电感匹配没有问题，接电容也可以。但是为啥和电缆另一头阻抗变比后的端子还用铜皮短接在一起。
A：应该是没接错，这个就是把推挽的令一路当参考地。
就看成一个λ/4阻抗变换就好了吧。
Q：参考地是虚地。正常的接法是像上面那个一样，也就是示意图那样。
A：像是这个，9:1的guanella transformer。
Q：这样，看是9：1，谢谢。
06
有关GaN PA设计中，过推功率电流消失的现象讨论
Q：请教一下群里做PA芯片设计的朋友：GaN放大管，推饱和功率的时候，突然静态电流没有了，然后过一段时间又自动恢复了，但是再推功率，功率稍微大一点，静态电流又没了。我怀疑是过推导致这种现象，导致栅极损伤？为什么会出现这种现象的？
A：什么叫推饱和的时候，静态电流没有了，那工作电流呢？
Q：推饱和功率的时候，管子的工作电流没有了，电流为0。
A：栅压、栅流看了吗？
Q：栅压没有变化，10-20mV的变化而已，栅流还没看。
A：trapping效应。
Q：如果是这个效应，这么严重的吗？我感觉不太正常。现在上了好几次电了，栅压漏压正常，但静态电流依旧是0。
A：激励也断开了吗？
Q：嗯，trapping效应一般是静态工作点的电流下降，不至于像这种好几次上电，依旧为0mA。
A：电流没有了，功率还有不？
Q：没有，电流，功率，增益都没有。
A：抬高栅压也没有静态嘛？
Q：栅压还没有抬高，一直恒定的。
A：漏极电压多少伏？连续波，还是脉冲？
Q：32V，连续波。
A：漏极金线有检查过嘛？
Q：没有，我是做应用的~我看了下，就是推动功率比较大，接近了max range，所以才猜想是不是栅极损伤了。
A：栅极电流有看过不？栅极损伤，一般都是电流变大。
Q：是的，所以我很奇怪，之前突然电流会恢复，增益正常~好几次
现在已经恢复不起来了。
A：这个功率是不是10w以内的？
Q：10-20w的管。
A：那现在直流看，栅极还能漏流不？
Q：现在完全坏了，调栅压也调不起来了。
A：漏极直接短路了？
Q：GaN漏级一直都是短路的啊。
应该是输入过大推坏的，就是不太清楚里面器件设计是如何出现这种现象情况的。
A：过推会导致栅极电流，进一步导致沟道夹断，一般过推2-3dB也不会没有电流。
07
有关EVM和信噪比之间关系的讨论
Q：EVM和信噪比有关系吗？
A：有。
Q：调制质量，尤其发射机强信噪比时候，说EVM和通常接收机，白噪声的信噪比门限，误码率，是不是应该分开讨论。
A：EVM=10^(-SNR/20)
Q：这个EVM是在哪里测试的 接收输入门限下的中频输出吗？矢量信号分析仪也看不出来吧？是数字解调里面自己解算的吗？
A：RX EVM通常芯片内部可以计算得出的 Lowpin和Highpin影响因素不一样 ；Lowpin主要是NF占主导；考虑信号源以及元件噪声；Highpin非线性失真Phasenoise等.
A：EVM和SNR有对应关系，误码率也和EVM有对应关系，那EVM和误码率的关系呢?
是不是不同调制方式EVM和误码率关系不一样，是这么理解吗?
Q：这种瀑布图都不体现调制信号质量吧，当理想调制吧。
A：TX的EVM用频谱仪测，RX的EVM可以把数据采样出来，用matlab去计算。实际系统工作时不会实时去计算EVM，EVM和SNR都是模拟域的指标，用来衡量信号质量，误码率是数字域指标，这个指标是有规定的，比如10的-4次方，根据这个要求可以可以得出数字域要求的信噪比Eb/N0，这个一般与采用的编码方式和调制方式有关，得到这个就可以进行指标分配了，一般4G要求的SNR是-1.1dB，GSM是4.6dB。
Q：那还是没有说清，EVM如何关联信噪比，或者能不能转换。
A：可以转换的，公式就是上面这个EVM=10^(-SNR/20)」
Q：那这个EVM是发射测试的吗？
A：发射可以用频谱仪去测，接收要把数据采出来，用matlab去解。
A：EVM和SNR都是衡量信号质量。发射一般用EVM表征，接收用灵敏度表征(灵敏度和SNR一一对应)，内在逻辑是一样的。
Q：这么问吧 一个发射EVM很差，电平中强，给接收机，一个发射EVM很好，电平在灵敏度附近，给接收机。
A：电平是接收电平？
Q：是啊，当一台EVM可以改的射频信号源吧。
A：EVM差，接收电平高，会有deadzone ，不一定能解调下来。
A：这个还要看接收机性能吧？以及具体的调制方式，不能单一看发射机。
A：这篇文章不错，进一步的参考是不是得看通信原理呢？没学过但是粗略翻一遍没找到讲EVM的，供参考。
08
有关滤波器工艺角偏差的讨论
Q：关于文章《5G射频前端模组中的滤波器》有以下疑问：这种滤波器有工艺角偏差吗？以及这种滤波器也存在输出饱和功率这是为什么呢？是因为无源器件的金属电流承载能力不够了吗？
点击图片跳转至《5G射频前端模组中的滤波器》
A：这种滤波器内部是金属叉指，大功率会导致温度升高，叉指的尺寸和间距都会变化，影响性能，极端情况下会烧断叉指，所以有功率耐受的指标。
Q：那就是说本质上还是大功率引起的温度变化导致存在饱和功率，而不是像有源器件一样受限于其非线性和电源对吗？
A：嗯，是的。
Q：另外，请教下，像这种主要是金属结构的滤波器，它的工艺角偏差会大吗？
在有源器件里主要是掺杂浓度不同导致管子的VTH的不同，称为工艺角的不同。
A：你说的工艺角偏差，我理解是会造成一致性的问题吧，最终影响的是良率，滤波器是会有这个问题的，介质掺杂浓度，金属溅射精度等等因素都会影响，并且不同工艺的滤波器也是不一样的。
Q：但这种掺杂浓度和金属溅射的精度的影响是不是相对于有源器件来说要小不少？因为我理解的话，有源器件本来沟道就是很小的一块区域，那么精度差一点或者掺杂得稍微多一点或少点，影响会很大，但是作为滤波器来说，其尺寸本来就比有源器件要大不少，那么比如走线宽度稍微宽了些窄了些，是不是影响应该相对还好？
A：介质滤波器我记得有工艺角偏差，其他不太熟悉，tan∂。
Q：您是说的损耗角是吗？这种影响一般多大呢？
A：对，损耗角，这个要看设计了。
Q：不过我其实比较好奇的是，就像上面说的，介质掺杂浓度和金属溅射精度会存在多大的差异，以及这些差异对无源器件的影响究竟大不大呢？比如一个100um*100um的线圈，可能设计时的电感值大约1nH，那实际造出来的话，可能会有多大偏差呢？
A：影响很大，比如金属叉指的间距是与介质中的波长强相关的，直接影响工作频率，相差几um的话，频率可能就会偏，而声学滤波器Q值是很高的，通带偏一点可能性能就不满足了，另外还会造成带内纹波恶化等等，所以对尺寸非常敏感，在设计的时候一般要考虑工艺的误差，性能上会留出一定余量。声学滤波器跟其它LC或LTCC滤波器原理不一样，它是机械能与电能的转换。
Q：原来如此，学习了，谢谢！
09
有关NFC影响GPS定位的问题排查讨论
Q：有人遇到过NFC影响GPS定位的问题吗？
A：被动端还是主动端？
Q：打开NFC，GPS传导测试定位就会变慢甚至无法定位。
A：怀疑干扰可以拿频谱仪看一下频谱。
Q：NFC输出在频谱仪上看了下，在GPS频段没有东西。而且GPS有屏蔽罩，难以辐射。
A： GPS反接测下，你有可能是电源干扰了。
A：排查时钟频率或者NFC频率的高次谐波对GPS模块的干扰路径，GPS只是被干扰定位慢，说明干扰信号在带内很小或者带外，频谱仪底噪太高看不到的。
重点排查接地。
Q：说的是测试座吗，直接从GPS芯片口测试也是定位慢。带外也能干扰到吗?
有个1574.4MHz的时钟倍频。但那个打开和关闭NFC都存在，似乎不是影响因素。
A：反接测试座到频谱仪，看下干扰是底噪的抬升还是点频。
Q：似乎都没有，CN0测试正常。40左右。
A：看你的描述像是传导的干扰，看看打开NFC情况下的WBIQ？干扰应该在WBIQ上会有所体现的。
Q：是的，传导干扰。IQ怎么看，走的内层，是Qlink。
A：高通的可以直接测WBIQ，Qlink的就不清楚了，看看NFC的时钟、信号。
Q：高通测试WBIQ PASS了。
A：可以看看WBIQ对应的底噪，如果没异常可能就不是硬件问题了。
Q：TIS测试打开和关闭NFC没差异，没有干扰GPS前端。
10
有关不同Term阻抗下的S参数值理解讨论
Q：各位老师好，我想请问一个关于S参数的问题。在大学里学的S参数一定是在网络某一个端口匹配的情况下，得到反射系数和传输系数；也就是说，只要网络确定，其S参数唯一确定，不受端接阻抗影响。
但是在ADS仿真时会设置Term阻抗，而且改变阻抗时，得到的S参数也会变，这和大学里学的有点矛盾，请问这是什么原因呢？是ADS中的S参数与课本上定义不一样吗？
A：不是。就像我们使用适量网络分析仪，无论一端是否匹配，仪表上总能得到S11、S21，S22。但这S11数值并不是真正的系统的S11，而是反射系数，只有S22端匹配了，仪表上的S11数值才是系统真实的S11。
Q：明白了 也就是说仪器测到的不是严格的S参数。
A：S11定义为另一端匹配时的端口反射系数，但仪表测量的只是端口反射系数（包含了本端口的反射与另一端口的反射的和），因此尽量使得另一端匹配了，测量的才是S11。
Q：明白了，只有另外一端阻抗与特性阻抗50匹配了，测得的才是S11是吗？
A：是的。
Q：请问天线这种单端口的呢，直接测得的是真的S11吗？
A：不是，那是反射系数，用仪表的S11选项来测量，不严格的说法都通常也称呼为S11。
A：可不可以这么理解，天线的负载就是空气。因为天线的本质就是将电流从天线的阻抗转化到空气阻抗。你在hfss或者cst设计天线的时候，设计的边界条件已经把负载给考虑进去了。所以仿真和实际测量时负载的条件一样，如果你的测试仪器也是50欧姆端口，那么测试和仿真结果理论上就是一致的。
11
有关LDMOS工艺讨论
Q：各位大神，请教下这个LDMOS截面图中，x-well是啥意思？
A：可能是n阱也可以是p阱的意思。
Q：谢谢了。
编辑：黄飞
工商网监
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