一文详解RCD缓冲电路的工作原理

在实际的SMPS测试中，总会看到电压尖峰和振荡波形，电压尖峰和振荡波形有哪些潜在危害呢？电压尖峰会导致器件超出电压限制，进而受损，同时，会导致电路EMI性能下降。

缓冲电路可降低电压尖峰，抑制振荡，保护器件。

电压尖峰和振荡是怎么来的？感性器件和容性器件共存于一个电路中，事实上，寄生电感和寄生电容是不可避免的，当阻尼系数小于1时，则电路的电阻组件无法有效抑制电感和电容之间的能量交换，当出现激发事件时，就相当于图中所示的开关状态转变。

在图1中，当开关状态变化后，电容电压变到这个等级。在图2中，当开关状态变化后，电容电压变到这个等级，当电容器达到第一个峰值电压，就会开始将能量返回电感器和电压源。随后，电能在电感器（电压源）和电容器之间传输，振荡由此而来。

如何限制图1中的峰值电压，抑制振荡呢？通过较大的电容器续流电感器中的电流，可降低电感器峰值电压，例如，用16uH的电感器和2A的初始电流，给256pF的电容器供电，则峰值电压为500V，在右图，增加了一个二极管和较大的10nF电容器，在200V初始电压下，峰值电压可降至213.3V,这就是RCD缓冲电路的工作原理。

一般，反激开关中有两种缓冲电路，一个是RCD缓冲电路，用于在MOSFET关断时，钳位反激初级侧MOSFET的峰值电压，另一个是RC缓冲电路，用于在MOSFET开通时，限制整流二极管的峰值电压，降低震荡幅度。

在下面案例中，缓冲电路测试数据基于具有下列参数的评估板。7.2W反激变换器，输入为90~264Vac,输出电压为12V，最大电流为0.6A，测试峰值漏源电压（Vds)波形时，所用输入为220Vac,输出电阻为25R,输出电流为0.48A。采用RCD缓冲电路时，峰值漏源电压为452V，去掉RCD后，Vds为513V，表明RCD电路可将电压尖峰降低61V。

如何确定Rsn,Csn和Dsn的设计参数呢？

RCD缓冲电路实际是将漏感内存储的电能传输到缓冲电容器（Csn),并通过Rsn耗散电能。

MOSFET峰值电流（Ipk)和开关频率根据电源设计要求确定。

设计RCD缓冲电路时，预先设定缓冲电容器电压（Vcsn)和反射电压（VR),VR时次级输出绕组通过变压器匝比的反射电压.

当MOSFET关断时，Lk电流保持初始方向，忽略流向Coss的电流，假设全部电流流向Csn,相当于电感器与电压源串联，为电容器充电，故可从公式1计算出漏感的放电时间。从公式2算出Lk对Csn的充电功率，进入电容器的电能要被电阻Rsn消耗，可用公式3计算。

Tsw是开关周期时长，fsw是开关频率。

在反激中，临界占空比如下，一般来说，最大占空比在70%左右，对于80~375V的常见DC输入电压范围，反射电压的范围是60~120V，计算Vcsn时，用下面的公式设置K和Prsn.

右图是Psn/Plk与K以及Vds与K的关系。K越大，Rsn的损耗越小，Vds越高，Vcs_max取决于最大输入电压，MOSFET耐压和MOSFET的电压裕量。

例如Vin_max=375V,使用700V MOSFET，Vmar=100V,则VCsn_max为225V，同时考虑VCsn和Prs,一般建议K值比介于1.5~3n，利用k的公式，VCsn为225，Vr=75V,为该设计选择k为3，以达到较高的效率。

确定VCsn和Vr后，通过公式4计算Rsn的值，选择一个开关周期放电后的最小可接受Csn(Vl)值。VL应始终高于(Vin+Vr),VH为Vcsn的初始值.

放电时间大约等于开关时间（Tsw).Vc上升曲线时整体RC放电曲线的一小部分。这就是Csn曲线计算公式的推导。

Dsn选用快速二极管，注意二极管的耐压要大于等于MOSFET的耐压，1A的二极管可至少满足100W的反激。因为Dsn的正向导通时间非常短，仅有几百纳秒，左侧高亮区域放大后如右图，Dsn的反向恢复特性对Vds峰值电压和振荡有明显的影响，正如实测波形所示，电感器对Csn充电后，Vcsn出现压降，这源于Dsn的反向恢复，在Dsn恢复时间内，Csn会释放部分电能，这之后Vds小于（Vin+Vcsn),Lk和Coss将会共振一小段时间，正常情况下， Trr为500nS的Dsn可满足数十瓦的反激功率。如果开关频率高，且散热条件差，应当使用超快速二极管，Trr要小于100nS。

对于Dsn选用慢管，注意左侧高亮区域放大后，如右图。若选用慢管，Trr约为1.5uS，Csn将会传输更多电能至次级侧，因此，Vcsn下降才比快速二极管大了很多。低速二极管的反向电流很软，因而随后的振荡也很小。但慢管只适用于小功率，建议小于10W。因为慢管将承受更多的功耗，Dsn内温度会较高。

反激次级侧，MOSFET开启时，次级电压Vsec的初始值介于（-Vout)和（+Vout)之间，这里以初始次级i电压Vsec_ini等于+Vout 作为最糟糕情况进行分析。在MOSFET开启器件，C的电压将会达到（Vout+Vin/n），在这一过程中其降幅作用，可降低二极管的电压尖峰，

首先先看提高或降低电容和电阻值分别对瞬态有何影响。当R不变，电容越高，电压下冲越小，越平缓地过度至稳定状态，但电容越高，功耗越大。当C保持不变，电阻值最优，可实现最小的下冲电压。高于或低于最优电阻都会提高下冲电压。

为简化计算，我们把带有RC缓冲的电路分解成2个二阶电路，分别加以分析，将C短路，得到电路1，该电路的无振荡条件如右图。断开Cd,得到电路2，该电路的无振荡条件也如右图。

进一步了解C和Cd的关系对2个二阶电路的影响。使C等于m*Cd,若R能满足下面的不等式，则两个电路能同时满足无振荡条件。也可以通过图来表示，横轴为m，纵轴时Rcr_2和Rcr_1的比值。Y轴≤1时，m≥16.2个电路均满足无振荡条件，但在实际应用中，当C是Cd的16倍时，会引起较高损耗。在满足效率的同时，需要全面考虑降低下冲或者振荡的极限。一般来说，m在2.5~10之间时可接受的。

在实际应用中，C＝m*Cd,m通常为2.5~10,因此，如果电路1的频率用这一公式计算，则两个电路的固有频率右如下关系。如果Wn1>Wn2，则电路1的峰值电压比电路2来得早。由于功耗，m无法达到16,因此我们需要判断哪个电路是导致峰值电压得主要原因。为此，我们做一个实际的反激案例来确定RC。

通过以下6个步骤确定RC:

测量MOSFET开启时无RC电路的Vcd振荡频率。如波形所示，该频率为40MHz；

使R=0,选择合适得电容，将频率降低大约一半，如波形所示，选择C=470pF，频率约为13MHz；

计算Cd和Lk的值。Cd=64p,Lk=266nH.(这个因为频率是讲大概的，所以要按实际测试去算，仅参考）

计算R的功率损耗：R的功耗实际由电容C充放电造成电阻上的损耗。这里用这个公式计算出充放电损耗。R的总损耗如下。例如C=470,560,820pF的功率损耗。此外，需要使用额定功率是Pr两倍以上的电阻。

计算临界阻尼Rcr_1和Rcr_2，为计算较低的损耗，使用470pF电容，并用RC=33R,470pF的组合。，以及RC=47R,470pF组合来测试结果。Vin=220V,Iout=0.48A,如右图，电阻对振荡抑制有较好的效果。结果表明，电路2是导致峰值电压的主要原因，但这不代表47R就是最终选择。 还需要考虑其它情况。

当电路进入CCM模式，整流二极管出现反向恢复，使得Lk具有高的初始电流，导致Vd电压尖峰上升。

可以看到，C=470pF,和Iout=0.48A保持不变，R下降时，峰值电压上升，使得电路2成为峰值电压的主要原因。然而，最糟糕的情况是当输出短路时，Lk会带着最高的初始电流。这些波形显示同样的电容和下降的R，但输出未短路。当输出短路，R下降时，峰值电压下降。使得电路1成为导致峰值电压的主要原因。因此，加入Rsn很高，会减少进入电路2的电能，可能导致电路1成为导致电压尖峰的主要原因。因此在CCM中，有必要降低Rsn,以减少尖峰电压。

保持R不变，调整C。在正常工作和输出短路的情况下，大电容可降低峰值电压，但会增加功耗，如波形所示，C上升至一定成都后，峰值电压的幅值会下降变缓。

最后，应当基于功耗，峰值电压和EMI性能来选择合适的RC组合。

审核编辑：黄飞