移相法單邊帶發射機

    單邊帶發射機的核心是「單邊帶信號產生器」。眾所週知，邊帶信號是調幅的產物。基頻 F 被音頻調幅後，即成為調幅波 F ± f，其中包括基頻 F 和兩個 (上、下 )邊帶 +f、-f。(註：早期電話系統劃定音頻帶寬為 300~2700Hz，隨著傳輸保真度要求的提高，無線電路已擴展至 300~3400Hz。對於業餘無線電通信機，著眼於提高整機效率，常把音頻帶寬壓縮到 300~2000Hz，甚至壓縮到 300~1500Hz)。從已調幅信號數學表達式中，可以顯出已調波的邊帶分量的相位是隨著載頻的相位移動而變化的。例如一個雙邊帶信號：

    如果調幅前把載頻和音頻的相位都前移 90 °，由三角函數定律得到的雙邊帶信號將是

    將 (1) 與 (2) 比較，可顯出當中的符號是相反的，因此如果將 ^eDSB 與 ^e'DSB 兩個邊帶信號電壓相加或相減，就可以獲得下邊帶或上邊帶信號。這個方法的工作框圖如圖一。圖中 OSC 是射頻振盪器，它的輸出電壓分兩路，一路送到平衡調幅器 BM₁；另一路經過 90 °移相網路 N 送到平衡調幅器 BM₂。B 是音頻放大器，其輸出電壓一路直接送到 BM₁，另一路經過 90 °移相網路 P 送到 BM₂。這樣，在 BM₁ 的輸出端就可以得到一個載頻被抑制的雙 邊帶電壓 ^eDSB。同樣在 BM₂ 也輸出一個載頻被抑制的雙邊帶信號電壓 ^e'DSB。如果把這兩個電壓經過加減放大器± A，相加或相減便可得到一個所需要的下邊帶或上邊帶信號。

    圖二框圖和圖一的區別是 BM₁、 BM₂ 在完成平衡調幅的同時，也完成了移相信號的加或減，不單獨設置加減放大器。它的具體工作程序是：放大後的音頻信號經過移相網路 P 分成兩部份，這兩部份電壓振幅相當而相位相差 90 °。射頻振盪信號輸出也分成振幅相當而相位相差 90 °的兩部份。

    這移相 90 °的音頻和射頻分別進入兩個平衡調幅器的簾柵極及控制柵極，兩組平衡調幅器電子共用同一槽路，在兩組調幅器相互平衡時，槽路無載頻電流，載頻被抑制。只有在音頻輸入的上下邊帶中的一個邊帶被抵消，另一邊帶疊加，才有信號輸出，輸出信號就是這個疊加的單邊帶信號，如果平衡調幅器輸出的功率足夠高時，可直接送到天線發射。

    移相法取得單邊帶信號，理論上是很簡單的，但是實際上要把整個音頻頻帶全部正確地移相 90 °，那是很困難的。目前音頻移相比較理想的方法是採用「杜姆」網路，見圖三，該網路由兩組電容器和電阻器構成，元件數值已標於圖中。

    移相法的突出優點是不需要複雜的電路結構，邊帶分離是在較高頻率上進行，這就大大減少了放大、變頻的級數。主振頻率可以直接作發射頻率，不需要變頻器。但移相法與濾波法相比，邊帶抑制性能較差，受元件穩定性影響，指標穩定性也不夠理想。若要達到業餘通信機基本指標要求，必須選取準確和穩定的移相網路元件，並且放大器必須工作在最小失真狀態，充份避免高次諧波產生。

    移相法和濾波法孰優孰劣，爭論已久。如果調整得當，兩種方法都可得到很好的效果。移相法 SSB 機精心調校也能達到 30dB 的邊帶抑制及載頻抑制，能夠滿足業餘單路通信機要求。

    移相法單邊帶發射機的製作實例 (框圖二 )電路設計如圖四。本機輸出可直接送到天線作 QRP 使用或作為功率放大器的激勵器。當 V₁ ~ V₄ 使用 6SK7 屏壓 100V，輸出功率達 3W，使用 6V6 屏壓 380V~400V，簾柵壓 100V 輸出功率為 40W PEP。 圖四：移相法單邊帶發射機的製作實例 電路設計。

電路工作原理

    IC₁ 將音頻放大到所需電平 (8Ω 1.6V 300mW)，經匹配變壓器 T₁ 將阻抗變換為 10KΩ C.T.( 中心抽頭 )，同音頻移相網路 R₁~R₆，C₁~C 提供足夠的音頻電壓。經移相 90 °的音頻電壓分別送至 IC₂、IC₃ 進行兩路功率放大。T₂ 的推挽次級對第一平衡調幅器 BM₁ (V₁、V₂) 的簾柵極進行調幅，同時 T₃ 對第二平衡調幅器 BM₂ (V₃、 V₄) 的兩個簾柵極調幅。在 IC₂、IC₃ 對 BM₁、BM₂ 調幅的同時，由 SW₂ 改變 T₂ 輸出相位，使其輸出在兩組並聯推挽的平衡調幅器中進行抵消或疊加，選出需要的邊帶信號。

    V₁~V₁ 作成的兩組平衡調幅器，每組兩個控制柵極並聯，受到相同的射頻激勵。唯 BM₁ 與 BM₂ 所受激勵的相位相差 90 °。每組的兩個簾柵極也推挽相聯，受到相同的音頻調幅，兩組所受調幅激勵的相位也相差 90 °。 BM₁、BM₂ 每組的兩個屏極也推挽相聯，BM₁、BM₂ 兩組推挽屏路又相並聯，使用共同的輸出槽路。

    射頻振盪器從 T₅ 輸出之射頻電壓供給兩組並聯的射頻移相電路 (R_P1L_P、R_P2C_P)。兩組平衡調幅器的柵極分別從這兩組移相電路上取得射頻激勵。第一移相電路由 300Ω電阻 R_P1 與 300Ω電感 L_P 串聯。第二移相電路是 300Ω電阻 R_P2 與 300Ω電容 C_P 串聯。兩組移相電路並聯總阻抗等於 300Ω。每組平衡調幅器輸入端，均經過 1000P 耦合電容取得射頻激勵。偏壓由柵極電阻取得，也可以設置固定偏壓 (當用 6SK7 時用 -1.5V，用 6V6 時 -4.5V)。本機輸出槽路可以工作於 7、14、21MHz，由 SW₄ 切換，第一檔為 7MHz，第二檔為 14 及 21MHz。

    射頻振盪器主振級由 Q₁、L₀、C₀、C'、C" 構成電容三點式 VFO。由於採用了場效應管振盪器，具有零溫度系數，因此頻率十分穩定。L₀ 電感量等於 1.6uH，在 C_0MAX 至 C_0MIN 間，振盪頻率覆蓋範圍 6.96MHz~7.18MHz。 Q₂Q₃ 組成反饋隔離放大器，消除負載變動對振盪頻率的影響。Q₃ 射極輸出負載 P₃ 電位器，用以控制 6SK7 或 6V6 所需的不同射頻激勵功率。Q₄ 選用 600MHz 場效管 VNF-310， 與 T₄、T₅ 構成 1.5 ~ 30MHz 寬帶放大器，其最大輸出功率可達 20W，本機用於低功率狀態輸出 3W。

    整個射頻振盪器 (Q₁、Q₂、Q₃、Q₄) 合裝於一個 100 X 60 X 50mm 金屬外殼內，Q₄ 源極接地，裝設在外殼一例，中間塗上導熱矽脂以利散熱。 C₀、P₃ 旋柄伸出殼外便於調節。輸出槽路 L_TC_T 諧振於 6~25MHz，覆蓋了三個業餘頻段。7MHz 工作於振盪器基頻 (SW4 位於 1 檔 )，14MHz 及 21MHz 為分別調諧於二次及三次倍頻上 (SW4 位於 2 檔 )，變換頻率異常便利。但工作於倍頻狀態時，輸出功率相應下降 (6SK7 時 21MHz 輸出僅 0.6W)。

    本機 SSB 及 CW 兩用。SSB 話務時 SW1 扳於 SSB 側，發話時按下手鍵 K，MIC 電源接通同時接通繼電器 Ry 電源 Ry 吸合，其觸點 2、3 將天線電子接收轉向發射，觸點 5、6 將接收天線端子接地短路，此時 P₁ 可調整話音電平。

    本機 CW 採用單邊帶報 SSB、CW。 SW_1-1 將 T₁ 初級接到 CW 振盪器輸出端，SW_1-2，接通 Q₆ 射極回路，當發報鍵 KEY 發碼時，一方面使 Ry 切換天線由 R 轉為 T，同時接通由 Q₅Q₆ HTD (0.O2uF) 組成的 1KHz CW 調幅振盪器，經過 T₁ 發出調幅信號，並利用 HTD 反饋振盪，兼作 CW 側音監聽器。改變 Q₅ 偏壓、HTD 容量及 Q₆ 集電極電阻上的數值，均可改變振盪頻率及輸出電平。

裝置

    整機裝設於一個 300 X 200 x 180mm 面板式金屬機座上，各部位佈置如圖五。槽路線圈 L_T、電容 C、輸出耦合線圈 L₂，裝在底板左側，L₂ 做成可調節式，V₁~V₄ 作者試驗用 6SK7 及 6V6，讀者也可以更換其它型號四、五極電子管，故管座可根據所選管型考慮。圖五是按 6SK7 及 6V6 設置的，裝在底板中間部份。射頻振盪器裝在右側緊貼面板，將 C₀P₃ 旋柄伸出盒外並伸出面板便於調節。音頻放大 IC₁、IC₂、 IC₃ 和音頻移相器均裝在右側底板上面。面板佈置見圖六。上方是天線接線柱 AT、AR、電流表換檔開關 MK，電流表，耦合圈 L₂ 調節，中間是 C_T 度盤，右上角是 CW 側音孔，下邊是 C₀ 度盤及 P₃。底板從左至右依次為 SW₄、C_T 旋鈕、SW₃、 SW₂、SW₁、P₃、P₁、MIC 孔、KEY 孔。背面是電源插孔及地線接線柱。

    本機電源部份為獨立電源供給箱。電源供給原理圖見圖七。為避免高頻從電源饋線耦合，電源至發射機饋線的高壓線應採用屏蔽線，並且一端接地。

    本機用作 QRP 時使用 6SK7，屏壓簾柵壓均用 100V，輸入功率為 4.8W，最大不失真輸出超過 3W。簾柵極最大輸入功率為 400mW。兩組平衡調幅器由 IC₂、IC₃ 兩塊 LM386 供給簾柵極調幅功率，其工作電壓 6V 時，最大輸出功率可達 600mW，T₂、 T₃ 次級謊電壓高達 76V，將會造成過量調幅，所以 IC₂、IC₃ 1-8 腳間 10uF 電容加接與否，應視具體調幅深度而定。筆者在使用 4X6V6 時，此電容加接後，比不接好；4X6SK7 則不然。總之以不失真為原則。根據 6SK7 E_P-I_P 特性曲線，其工作曲線的線性範圍的最大激勵電壓不宜超過 16V (G_I-G_H)，這就要求 Q₄ 最大輸出功率不得 >0.9W( 由 P3 調節 )。且 IC₂、 IC₃ 兩個音頻放大器電源不能與 IC₁ 共用同一個電源，防止影響 IC₂、IC₃ 中應有的相位關係。因此本電路採取了多級濾波穩壓措施予以隔離。

    射頻移相網路在 7、14、21MHz 二個波段的基頻是同一個 6.96~7.18MHz。7MHz 段的中心頻率是 7.05MHz；14MHz 的中心頻率 14.175MHz 基頻中心應為 7.0875MHz；21MHz 則為 7.075MHz。三段的中心基頻差為 7.0875-7.05MHz = 0.0375MHz，不足 38KHz。故 L_P 可按 (7.05+7075+7.0875) / 3 = 21.2125 / 3 = 7.0708MHz 設計得 6.7526uH (取 6.8uH)，同理 L_P=75P。實驗效果與分三段設置 L_P、C_P 是相同的，故讀者可將 SW₃ 去掉不用，僅將 L_P 改為調感式， C_P 改為可變電容，一次校準後不需再動，QSY 時並無影響。射頻移相電路直接焊在平衡調幅器的射頻輸入端，接線儘量短粗。

校準

射頻振邊器頻率校準：

接上電源將高壓電源漸開，按下 K，發射機處於發射狀態，P₁ 降至零點，接收機 (通信專用的 )靠近 Q₁，C₀ 位於最大電容處，從接收機度盤找到 Q₁ 振盪頻率 (可能出現幾個點 )，拉開接收機距離，送到其中信號最強一點，此點頻率應在 6.8MHz 附近。C₀ 位於最小電容處，依上法尋得此點應在 7.2MHz 附近，否則應微調 L₀ 間隔，求得此兩點頻率。粗調後再逐點核對各點頻率作出標記。準確校對各點頻率時應將接收機置於收報 位置，拍頻位於中心位置，校對頻率的中心點應當在零拍點。校準後即可定度三條，最外是 7MHz 段，逐次是 14MHz 及 21MHz，只要準確定好 7MHz 刻度，其它兩條只需在對應點上標以 2 倍及 3 倍的數值即可。定度示意見圖八。

調整 Q4 工作點：

P₃ 位於地點，調節 P₄ 使 Q₄ 柵極電壓等於 2V，同時源極電流為 300mA，此時靜態輸入功率 7.2W，A 類放大輸出功率約 3W。

平衡調幅器輸出槽路校準：

接上高壓電源，不接天線及假負載。發射機 SW₁ 置 CW 位，借助圖九的檢測器，將圖九耦合環與 L_T 疏耦合。C₀ 置於 7.050MHz，按下 KEY 迅速調節 C_T，送至檢測器電流表指示最大一點記下 (SW₄ 置於「 1 」 )，KEY 鬆開。

第二步將 C₀ 置於 14.175MHz，SW₄ 置於「 2 」，KEY 按下，調 C_T，同上選至指示最大記下，速將 KEY 鬆開。

第三步將 C₀ 置於 21.2XMHz，依上法選出最大點。C_TL_T 粗調完畢。以上調諧是在 L_TC_T 無負載條件進行的，當接上負載後，L_T 電感量會有所下降，度盤須進行細調。SW₁ 置 SSB 位，MIC 孔輸入 400Hz 正弦波信號 1mV，調 P₁ 在 T₁ 初級測得端電壓 <1.6V。接上假負載 (50Ω 50W)，重複粗調過程，但定度點應比粗調精細，這是最後的定度。根據本人實際使用，6SK7 及 6V6 刻度基本一致，不需另行定度。三波段 C_T 定度位置見圖十。

調幅器平衡調節：

音頻輸入降至零，調節 P₅、P₆ 使檢測器指示零，如找不到零點，表明電子管μ值或 Gm 值不等，調換電子管位置作適當搭配，尋求輸出平衡，否則應另換電子管試試。這裡要說明的是當 6SK7 改成 6V6，或 6V6 改成 6SK7 時，平衡度應重行調測。最後在負載 50Ω端測得高頻電壓應 <2mV( 測 6SK7 載漏時，載頻輸入等於 16V，測 6V6 載漏時載頻輸入等於 30V)。無論輸出功率大小，載漏也不能 >2mV/50Ω。

邊帶抑制檢測：

對於業餘製作，檢測邊帶抑制指標比較困難，只能借助成品 SSB 收信機件定性判斷。方法是：將發射機 SW₂ 置於 USB；SW₁ 置於 SSB。握手鍵 K 對 MIC 發話。接收機在 SSB 的 LSB 接收發射信號，僅能聽到輕微的發話節奏而不能明確辨別具體語言內容。同樣在發 LSB 接收 USB 時與上述情形相同。這時發射機的邊帶抑制分離已基本能滿足最低要求。如果達不到此要求，應核對 R₁~R₆，C₁~C₆ 之數值是否符合要求、音頻電源是否串入射 頻信號，IC₂、IC₃ 輸出是否平衡，P₂ 是否調節不當。

最後的總調：

以上各部位校準手續完畢後，射頻激勵電平應作最後校準。方法是：仍借助圖九檢測器 (讀者若有高頻功率計也可 )調 P₃ 降低射通激勵，同時觀測整機輸出 (用 CW 檔按下 KEY)，低到激勵降低，輸出同時降低，而激勵增高，輸出並不升高的程度，此時是最佳狀態，即可進入實際工作。

元件選擇與製作

    電阻電容元件無等殊要求，電容器標有 M 者為雲母電容，有「 + 」標記者是電解電容器，其餘可選耐壓足夠的聚脂、瓷片電容均可。平衡調幅器中使用的電容器耐壓除標明外，均用 500V~450V 耐壓者。電阻除註明者均用 1W，集成電路、晶體管、場效應管之外圍電阻均用 1/4W 金屬膜電阻。電容 C_T=12/360 雙連，收音式可代用。

    音頻移相網路即圖四中 R₁~R₆，C₁~C₆，具體數值計算見表一。移相電路的阻容元件數值應相當準確，最簡單的方法是依表一所則數值，算出 R、C 的實用值，用小型炭質電阻及雲母，用串並聯方法取得。第一步先依表中「公稱數值欄」選測出等於或最接近「要求數值欄」的電容器。然後其值代人對應於 R₁~R₆ 要求值攔下公式中，求出 R 的實用值。

    舉例：選測出的 C₁~C₆ 分別等於 Cm₁~Cm₆，即 0.0011、0.00205、0.00637、0.0049、0.00945、0.029。將所得數值分別代入 (100/Cm1) ~ (453/cm6)，求出相對應的 R₁~R₆ 為：

R₁ = 100 / 0.0011 = 90.90909KΩ (取 90.9，誤差 <1%)
R₂ = 105 / 0.00205 = 51.2195KΩ (取 51KΩ，誤差 <1%)
R₃ = 100 / 0.00637 = 15.6986KΩ (取 15.7KΩ，誤差 <1%)
R₄ = 453 / 0.0049 = 92.449KΩ (取 92.5KΩ，誤差 <1%)
R₅ = 476 / 0.00945 = 50.37KΩ (取 50KΩ，誤差 <1%)
R₆ = 453 / 0.029 = 15.6207KΩ (取 15.5KΩ，誤差 <1%)

    全部電阻均選 1/4W 炭阻。在實測中往往難於湊準所要求數值，個別阻值若誤差少許百分數無大影響，僅頻率有所移動。

    T1、T2、T3 全部採用 EI 12 鐵氧體磁石。初級阻抗 8Ω，次級阻抗 10KΩ中心抽頭。初級功率 600mW，低率功率點頻率 300Hz，為了保障 T₁、T₂、T₃ 特性一致，要求磁心電感係數 AL 值相同。通常 2T 給出的 AL 值系指該磁芯最小 AL 值，為了變壓器參數一致，可先應選測 AL 相同者使用。在常用的線圈中，AL 與電感匝數有下列關係：

    AL=L/N²，式中 L 為電感量 (毫微亨 nH)；N 為匝數 (T)

    AL 單位是 nH/T2 (註：此關係不適於開關電路 )。選測方法：先繞一線圈 (己知準確匝數 )裝入磁芯，測出其電感量，代入上式求出 AL 值。

    本機使用磁芯 AL=2.34nH/t²，變壓器初級電感 L_P = Z_P/Wf_L = 8 / 6.28 x 300 = 4.25mH。

    初次級匝數比 η= SQRT (Z_p/Z_s) = SQRT (8/10x10³) = 0.283，N₂/N₁ = 35:1。

    初級匝數 N_p = SQRT (4.25x10³ / 2.34) = 43T

    次級匝數 N_s = N_p /η= 43x35 = 1050T.C.T.(雙線並繞首尾相接)。

    初級線徑 d₀ =0.7 SQRT ( SQRT (W/Z_p)) = 0.7 SQRT ( SQRT (0.6/8) ) = 0.37 mm

    次級線徑 d_s =0.7 SQRT ( SQRT (W/Z_s)) = 0.7 SQRT ( SQRT ( 0.6/10KΩ)) = 0.062，取 0.12mm。

    由於 IC₁、₂、₃ 靜態電流僅 4mA，可不考慮磁石間隙。

    L₀ = 1.6uH，用 Ø 0.65 漆包線在直徑 10mm 線圈管上密繞 15 圈 (可增加 1 圈，防止屏蔽盒引起 L 值下降 )。

    L_P = 6.8uH，Ø 0.26 漆包線在 6mm 木棒上密繞 38 圈。

    L_T 輸出槽路線圈，用 2mm 漆包線在直徑 50mm 圓筒上間繞 16 圈脫胎，繞長 100mm，兩端及中心抽頭固定在瓷質高腳絕緣子上，在兩端向內 5.5 圈各焊一頭引出接 SW4-(2) 檔。

    L₂ 輸出耦合線圈，用 2mm 漆包線密繞 2 圈，接到 L_T 中心位置 (可調 )，直徑 50mm。

    T₂ 在 NXO-4O TV 雙孔磁石上用 Ø 0.31mm 漆包線雙線並繞 (絞 3 次 /25mm)。繞法見圖十一。

    T₅ 在 NXO-40 Ø 10 磁環上 Ø 0.31 漆包線三股絞合穿繞 3 圈，首尾相連，按 1:9 阻抗聯接，如圖十二所示。

電源供給

    電源供給兼顧 6SK7、6V6 兩種管型及晶體管、集線電路需要，電路結構及元件數據見圖七。圖中 AFC 使用規格相符的成品。電子管電路及 IC、半導體電路分開供電，儘量消除不必要的相位干擾。

結語

    筆者出於對 QRP 的功效及移相法的進一步了解，進行了本試驗性路的實驗。實驗效果尚好，使用 6SK7 在安徽省蚌埠市使用 20 米斜天線， SWR 1.5 在 14.180MHz 於 95 年 10 月 31 日與 BV2LS、BV4LQ QSO，RST 分別為 54 及 58。12 月 25 日與 9V1YX、 7J1ARO QSO，RST 44 及 43。元月 14 日哈爾濱工業大學 BY2HIT RST 53。7MHz 對上海、廣州、北、杭州、昆明，RST 均為 57~59+。

    本電路係筆者利用手頭元件製作，設計不盡合理，原理闡述難免疏漏謬誤，遠望業餘同好批評指正。

    作者承蒙 BA1AT 李錫琛先生、 BD2RH 徐悅先生提供寶貴的技術資料，對 BA4CH 許毓嘉先生、BA7KE 董世澄先生、BV2LS 周啟宗先生給予的鼎力協助配合試驗和指導，在此一並表示誠摯的謝意。

    參考文獻
1. The Radio Amateur's Handbook, 1977
2. 單邊帶無電通信(王琪著)
3. 無線電發射機大意(廖世靜譯)