移相器分类及功率容量详解（反射型/加载线式/开关线式/滤波器式移相器） - 全文

　　与传输线串联或并联的任何电抗，都会引入相移，因而可作为移相器的电路结构可以有无限多种。但是作为一种实际应用的电路，必然会有许多性能上的要求，对于移相器而言，要求其插入损耗和反射损耗都要小，那么，实用的电路就减到少数几种而已。每一种结构在尺寸、带宽、出每个二极管获得的相移量以及诸如此类的其他方面都各有千秋。

　　本文首先介绍了反射型移相器及其功率容量及加载线式移相器及其功率容量，其次介绍了开关线式移相器，最后介绍了高通/低通滤波器式移相器，具体的跟随小编一起来了解一下。

　　一、反射型移相器及其功率容量

　　在实际电路中，要求移相器为二端口网络，需要将输入信号和输出信号分隔开， 常用环形器或定向耦合器作为变换元件实现信号分离。定向耦合器常用电路形式为分支线混合接头和耦合线耦合器（如兰格耦合器）。定向耦合器相对于环形器的不同点是：

　　（1）集成电路工艺容易实现，可以和电抗网络一次加工出来;

　　（2）需要用两个微波丌关，虽然多用了器件，但是每只开关只承担一半功率，因而移相器的功率容量增加了一倍。

　　图3.2.3 是定向耦合器反射型移相器的电路原理图。由于实际上PIN 开关并非理想开关，在导通和截止两种状态时的电抗值也不相等，此外，还希望这种定向耦合器移相器能提供其它移相量。因此实际的电路中在PIN 开关和定向耦合器的目、3端口之间加有电抗变换网络。

　　假设通过电抗网络后，在定向耦合器@、回端口的反射系数模值相同，而相位角不同; 呈现的归一化电纳为jB（jB，表示PIN 开关在两种状态时的电纳值），则相应两种状态的反射系数是

　　为了讨论反射型移相器的功率容量将反射型移相器的原理图简化表示为一个以理想开关为终端的无源网络。如图3.2.4 所示（其中V为入射电压，Vp为反射电压）。Hines（28推导出了这种反射式网络单元的功率容量基本运算法则，即如果Tso和Ts1分别是当开关断开和闭合时网络输入端口处的电压反射系数，那么运算法则可以表述为：

　　二、加载线式移相器及其功率容量

　　出于第四章对于加载线式移相器有着非常详细的阐述，所以这里对其概念及原理只作简单的介绍。

　　所谓加载线式移相器，就是在均匀传输线上以可控电抗元件进行并联或串联加载，通过电抗值的改变在电路中引入一个相移量。

　　如图3.2.5 所示， 对于接在匹配振荡器和匹配负载之间的均匀传输线，当在其上并联一个电纳时，可以观察到电纳所产生的扰动会对传输信号的相位有何影响。传输线上的并联电纳JB对于容性电纳而言为正，若为感性电纳则为负。jB处的传输电压V可以表示成入射电压V和反射电压V的迭加。入射电压V就是假定电纳jB不存在时该处应有的电压。反射电压V则如此定义：存在电纳jB这种不连续性的情况下，实际电压（向负载传输的总电压）V等于入射电压与反射电压之和，即

　　以上所示的这种单电抗元件加载的移相电路一般称之为一元加载线式移相电路。通过上面的分析可见， 这种结构的移相电路适用于小相移位的实现，但是它产生相移的同时，还会引入不小的反射波。如果只求获得相移而不注意每一个单电抗元件的反射波会怎样组合，就可能导致电路失配非常严重， 电压驻波比、插入损耗都很大，结果便无法预计相移。

　　考虑到反射的影响，我们在单电抗元件加载的基础上进行修改设计，通过增加加载电抗元件的个数来改善反射波影响，以求在获得所需相移量的同时亦得到其它优良的电路性能。而最为常见的修改，就是以两个相同的电抗元件加载于传输线上，两者的间距约为A/4，以求使得两个对称的反射波几乎完全互相抵消，进而使驻波比降到很小，此种电路结构常称之为二元加载线式移相电路。在设计过程中，加载的电抗元件通常以=极管电路的形式实现。

　　以上介绍的加载线式移相器电路和在随后小节中介绍的开关线式、高通/低通移相器都属于传输型移相器电路，图3.2.6中所示为传输型移相网络的电路原理示意图， 其中无源移相网络可以是集总参数网络或分布参数网络， 开关为串联或并联设置。移相网络两种状念之间的转换等效于微波信号通过不同的传输路径，移相网络传输相位的变化产生相位移。

　　下面就加载线型电路移相网络的功率容量进行简要分析26。为了确定加载线型移相器单个开关可承受功率，我们对只含有一个由开关与容性电纳串联组成加载支节的移相网络进行分析，如图3.2.7所示。

　　当开关断开时，通过电路的电流为1=V/Zo，传输系数T=1当开关闭合导通时，电路的反射系数T和传输系数T分别为

　　三、开关线式移相器

　　为了确定串联开关移相器的平均功率容量，考虑如图3.2.10 所示的等效电路图。假定开关闭合时等效为一个小电阻R，信号源的峰值电压为V，则在R，上耗散的平均功率为

　　四、高通/低通滤波器式移相器

　　高通/低通滤波式移相器的产生是基于这样的启发而出现的：当信号通过低通滤波器（出串联电感和并联电容构成）会出现相位延迟，而通过高通滤波器（由串联电电容和并联电感构成）会出现相位超前，如果我们利用二极管丌关让电路在高通与低通之间切换就可能得到一个相移量。高通/低通移相器可以产生比其他类型移相器更小的相移量，且它的工作频带可以与反射式移相器相比拟。

　　根据二极管的连接不同，可以把高通/低通移相器分为两种（这里仅以T型高低通移相器为例），如图3.2.10所示。（a）图中是串联二极管结构，（b）图中是另一种并联一极管结构。

　　从结构图看，这种移相器很像开关线移相器的结构。在并联二极管结构中，为了保证断开支路二极管短路不影响导通支路，要将其接入点定在距分支点2/4长度的位置。

　　对电路分析后， 我们知道在高通滤波器产生相位超前、低通滤波器产生相位滞后的情况之下， 通常令高、 低通滤波器的串联电抗绝对值相等，并联电纳绝对值也相等。这样，高通滤波器的相位超前度数与低通滤波器的相位滞后度数相等，”二者之和就是移相器网络的相移量。

　　在上述情况下，仍然使用前面使用过的ABCD参量来分析高通/低通相移器网络。在网络高通状态下的［4］矩阵如下

　　在一个倍频程范围内，90移相位的相位变化可控制在士2以内。而对于小移相位，其频带宽度可以达到一个倍频程以上。若想增加带宽，可以通过改善高通/低通网络的性能来实现。根据电路的分析，高通滤波器具有超前的相移，低通滤波器具有滞后的相移。一般情况下，令高、低通滤波器的串联电抗绝对值相等。并联电纳的绝对值也相等。此时高通滤波器的超前角和低通滤波器的滞后角相等，两者之和即为此移相器的相移。当频率增加时，高通滤波器的相位超前角减小，而低通滤波器的相位滞后角增大，两者正好相互补偿而使两个状态的相位差O$在比较宽的频带内保持相对恒定。在90的移相位，几乎可在一个倍频程范围内，使0f的变化不超过土2。由于其电路结构类似于开关线移相器， 如果电长度选择不合适，串联二极管结构同样可能引起谐振，在设计电路时应予以注意。在大移相位极少出现谐振现象， 而小移相位则要多加注意， 当其中一条支路的电长度太小的时候，可以通过在T型或I型网络中增加微带传输线段来减小谐振的可能“4。