分享高功率密度快充/PD适配器电源结构原理

1、前言

快充及电源适配器通常采用传统的反激变换器结构，随着快充及PD适配器的体积进一步减小、功率密度进一步提高以及对于高效率的要求，传统的硬开关反激变换器技术受到很多限制。采用软开关技术工作在更高的频率，可以降低开关损耗提高效率，减小变压器及电容的尺寸降低电源体积，同时改善EMI性能，从而满足系统设计的要求，特别适合于采用超结结构的高压功率MOSFET或高压GaN器件的高功率密度快充及电源适配器。

传统的硬开关反激变换器功率开关管电压、电流应力大，变压器的漏感引起电压尖峰，必须采用无源RCD吸收电路进行箝位限制，RCD吸收电路的电阻R产生额外的功率损耗，降低系统效率，如图1所示。如果将RCD吸收电路的电阻R去掉，同时将二极管换成功率MOSFET，这样就变成了有源箝位反激变换器，通过磁化曲线在第一、第三象限交替工作，将吸收电路的电容Cc吸收的电压尖峰能量，回馈到输入电压，从而实现系统的正常工作。

图1：传统的硬开关反激变换器

图2：有源箝位反激变换器

2、有源箝位反激变换器工作原理

非连续模式DCM有源箝位反激变换器电路结构及相关波形如图2、图3所示，图中的各个元件定义如下。

Lm：变压器初级激磁电感

Lr：变压器初级漏感

Lp：变压器初级总电感，Lp=Lm+Lr

n：变压器初级和次级的匝比，n=Np/Ns

Q1：主功率开关管，DQ1、CQ1为Q1寄生体二极管和寄生输出电容

Qc：箝位开关管，DQc、CQc为Qc寄生体二极管和寄生输出电容

Do：次级输出整流二极管

Cc：箝位电容

Cr：CQ1、CQc以及其它杂散谐振电容Cto总和，Cr=CQ1+CQc+Cto

Cc1：Cc1=Cc+CQ1+Cto

Vsw：Q1的D、S两端电压

Vin：输入直流电压

Vo：输出直流电压

VC：箝位电容电压

每个开关周期根据其工作状态可以分为8个工作模式，各个工作模式的状态及等效电路图分别讨论如下。

图3：有源箝位反激变换器波形(非连续模式DCM)

‍(1)模式1：t0-t‍1

在t0时刻，Q1处于导通状态，Qc、Do保持关断状态。Lp两端所加的电压为Vin，Lp激磁，其电流从0开始，随着时间线性上升。

图4：模式1(Q1导通，Qc、Do关断)

(2)模式2：t1-t‍2

在t1时刻，Q1关断，Qc、Do保持关断状态。Q1关断后，Lp和Cr谐振，激磁电流对CQ1充电，对CQc放电，Vsw电压谐振上升。

图5：模式2(Q1、Qc、Do关断)

(5)模式5：t4-t‍5

在t4时刻，Lr的电流谐振下降到0，Do、Qc保持导通状态，Q1保持关断状态。Lr的电流下降到0后，Lr和Cc1反向谐振，就是Cc对Lr反向激磁，Cc、CQ1放电，Vsw电压、VC电压谐振下降，Lr的电流从0开始反向谐振上升，到达反向的最大值后继续谐振，其反向电流的绝对值下降，而Lm继续向输出负载释放能量，电流保持线性下降。‍

(6)模式6：t5-t‍6

在t5时刻，Lm的电流降低为0，Lm电感储存能量全部释放完毕，Do自然关断，Qc保持导通状态，Q1保持关断状态。Do关断后，输出反射电压n•Vo断开，此时，Lm又重新串联进入到谐振回路，Lp和Cc1谐振，Vc电压反向加在Lp，Cc放电对Lp反向激磁，Lm的电流过0后和Lr一起继续反向增加。

在Do关断瞬间，Lr的电流有一个高频振荡换流的过程，在这个过程中，Lr的电流快速下降到几乎为0、和Lm电流相等的过程，其中一部分能量转送到输出负载，另一部分能量转移到Lm。

(7)模式7：t6-t‍7

在t6时刻，关断Qc，Do、Q1保持关断状态。Qc关断后，Lp和Cr谐振，Lp的电流对CQc充电，对CQ1放电。‍

图11：模式7(QQc、Q1、Do关断)

在t6‍-t7‍中间某一时刻tn，对应的Vsw电压为Vin：①t6-tn期间，Lp所加电压为负，其电流谐振下降，其反向电流的绝对值进一步增加。②tn-t7期间，从tn时刻开始，Lp所加电压为正，其电流谐振上升，其反向电流的绝对值降低。

(8)模式8：t7‍-t0‍‍

在t7时刻，CQ1放电到0，Vsw电压为0，D1自然导通续流，将Vsw电压箝位到0，Do、Qc保持关断状态。D1导通后，Lp两端所加的电压为Vin，Lp的电流从负值线性上升，其电流绝对值进一步降低，直到降低为0，完成一个开关周期。然后，Lp的电流继续正向激磁，从0开始正向线性上升，开始下一个开关周期。

图12：模式8(D1导通，Q1、Do关断)

在t7-t0期间任一时刻，开通Q1，由于D1‍处于导通状态，其两端电压为0，因此Q1的开通就是零电压开通ZVS。