基于可编程增益放大器和ADC实现低功耗高性能数据采集系统的设计

前言

在进行石油和天然气地震勘探时，整个勘探网格通常会建立 2，000到30，000个用于采集地壳内岩层反射波的节点。每个节点都有一个传感器、一套具备自检测功能的完整数据采集系统，以及一套将数据返回中央记录单元的遥感装置。这种应用的要求非常苛刻，需要高度线性的带宽动态范围在0.1 - 200Hz的数据采集系统。由于整个勘探网需要大量的节点，因此每个勘探节点的功耗必须很低，而且还要保证所有勘探节点能够保持同步运作。每个数据采集节点都由以下元件组成：一个地震检波器或水下听诊器（分别用于陆地勘探和水下勘探）、一个可编程增益放大器、一个品模数转换器、一个多功能抽样滤波器和一个用于校准和自检测的高精度数模转换器。目前，专家们已经成功设计出一种专门经过优化的低功耗高性能数据采集系统。该系统的整体性能超过112dB线性（THD），具有在500 SPS 条件下高达 123dB的动态范围 （SNR）。数据采集部分的单个节点从5V 模拟电源获得的功耗为105mW。

图1 单个地震数据采集系统节点方框图

在天然气和石油地震勘探中，陆地勘探需要用爆破方式或地震波声源车，水下勘探则需要使用气炮制造地震波;勘探人员通过采集从地壳岩层反射回来的地震波就能绘制出该地区的地质结构。80年代早期，地震数据采集系统采用一种带有自动增益控制的瞬时“浮点”放大器和若干12位到16位连续渐进模数转换器。然而，这类早期系统的动态范围只有约70dB。此外，受实时数据所限，系统中的最大通道数量少于480个。80年代后期，通道数量增加到8000个，从而将行业地质地图绘制水平从2D提升到了3D。

90年代初，随着品转换器的应用，数字采集分辨率从16位猛增到24位，动态范围也相应增加到120dB。增加的动态范围大幅改善了图像质量，能够显示出过去无法看到的地质结构。

配置了传感器的地表区域称为网格。随着时间的推移，网格大小和通道数量也得到了稳步的提升。如今，陆地网格的覆盖范围已超过数平方公里，而水下网格在距离上已经突破了10公里。例如，一个典型的由8个浮标组成的水下网格就有7680个采集通道，长达12公里。水下和陆地勘探的通道数量和通道密度也有提升。未来的趋势正向着每个系统突破30，000个通道发展。

由于多数勘探工作是在极度恶劣的环境下进行的，这就需要极低功耗的数据采集通道，以减少所需使用的电池数量。而且这些通道必须具有动态范围大、高线性及采集前自检测等功能，以确保数据采集系统的完整性。除了这些独立的要求外，每个通道还必须具有校准功能，并与系统中的其他部分保持同步，以满足其他系统在精确增益和相位精度方面的要求。

地震数据采集系统

图1显示了一个数据采集通道。差分传感器（分别是陆地勘探用地震检波器和水下勘探用水下听诊器）通过一个可编程增益仪器放大器（PGIA）与负责模数转换的品调节器相连接。调节器的1位输出与多用途滤波器相连，滤波器对大量待采样的品数据进行采样和滤波，并以编程输出率输出24位样本。这些输出样本被缓冲到8 深度数据FIFO并传输到系统遥感装置中。将滤波器单元中的检测位流（TBS）发生器与测试DAC相连接就能启动系统自检测功能。模拟检测驱动差分信号从检测DAC进入PGA的多工输入，或直接进入差分传感器。数字回路折返测试直接将TBS数字输出与滤波器单元的1位数据输出进行内部连接，以检查滤波器功能的完整性。

图 2 PGA方框图 图3 单位4阶DS调节器

图4 抽取滤波器芯片方框图 图5 自检测DS DAC方框图

可编程增益放大器（PGA）

传感器与信号源距离的不同，所产生的信号长度也会各异。使用PGA对接收到的数据放大可以充分利用所有的ADC功能。图2显示的是PGA的内部构造。增益设置从1X到64X采用的是二进制加权算法。每个PGA放大器都使用断路器稳定机制，以消除偏移电压和1/f 噪声效应。该放大器的输入参考噪声频率为0.1到2000Hz，输入噪声电压为8.5 nV。

即使增益设置为36dB，PGA仍然表现出极高的线性（118dB）。采用了独特的多路前馈架构的放大器是完全可能实现这种性能的。采用这种特殊的多路前馈架构可在极低的运行功率（27.5mW）下获得带宽为200Hz的180dB开环增益。与目前主流的极补偿放大器需要的10GHz总增益带宽相比，这种多路前馈补偿放大器结构仅需要10MHz的总增益带宽，因而节省了功率。

PGA是专为地震应用而设计的。在输入MUX中，针对主信号流可选择A输入选项;在通道校准时选择B输入选项;选择内部终止（800）可决定通道地噪声选项。另一种设计功率和噪声规格与之相类似，但没有用于水下听诊器的高阻抗的断路器稳定接口。这种放大器的1/f角度为~10Hz。

图6 自检测DS DAC方框图

调节器（模数转换器）

图3显示的是该设计中应用的4阶单位品调节器。ADC的性能主要是由第一积分器和反馈DAC决定的。因此，这种调节器将大部分功率用在第一积分器上，以获取最高的线性能力，并最大限度地减少噪声。该设计通过选择恰当的调节器系数和动态地调整第一积分器偏压大幅节省了功率。此外，粗/精电荷采样配置可用来降低非线性输入电流导致的失真度。在所有电路中采用的全差分电路，也有助于降低噪声并使线性达到最佳。

第一积分器还采用了一种时钟化的动态偏压A类放大器，在每一个阶段中都尽可能地降低了功率损耗。第一积分器中的放大器负责处理三个不同的任务，即回转、沉降并维持输出值。在调节器的第一积分器中，各个阶段中动态变化的电流水平也可以保证节省功率。更高的电流能够在相对较短的时间内完成回转阶段，为接下来的沉降阶段节约了更多的时间。这样就减少了放大器所需的互导（gm），从而节约了功率。回转阶段的电流强度是沉降阶段电流强度的四倍。还有一个能够节省功率的地方，那就是放大器的第一阶段。放大器第二阶段的样本正是第一阶段的输出数据。这一阶段的偏置电流有可能降低到沉降阶段电流强度的四分之一。这样可以节省约30%的功率。

抽取滤波器

采用低功率信号处理架构的多功能数字滤波器能够高效地过滤及抽取前述的单位品调节器输出的数据。如图4所示，这种滤波芯片包括若干用于简化系统设计的集成外设：如1个用于标准时钟或曼彻斯特码输入、抽取与滤波引擎、偏移与增益校准的低抖动PLL、1个检测DAC位流的发生器、1个时间间隔控制器，以及8个通用I/O引脚。

表1 自检测模式的系统总体性能

抽取和滤波引擎电路由SINC、FIR和IIR滤波器组成。SINC滤波器的首要作用是削弱品调节器中的带外噪声。在这个过程中，它将单位品数据抽取为适应FIR和IIR滤波器的24位数据。选定的输出字率将自动确定SINC滤波器的系数和抽取率。

FIR滤波器用于补偿SINC滤波器压降并生成一个输入信号混迭元件低通角。使用配置命令可以选择片上线性相位或最小相位系数，也可以根据定制的滤波器反应进行系数编程。

可选择的数字滤波器抽取率可以生成从4000SPS到1SPS不等的输出字率，利用片上系数进行设置时，由此产生的带宽测量幅度也相应达到1600Hz到400MHz。偏移校准算法可自动推算出偏移修正值，并将增益与偏移修正值应用到数据测量中。

数字滤波器芯片内置的数字信号发生器能够产生单位正弦波或脉冲函数。该数字检测位流与CS4373检测DAC相连，可产生高质量的模拟检测信号，或用于测试数字滤波器和数字采集电路内部回路折返到滤波器的MDATA输入。

MSYNC输出信号随之输入到SYNC引脚。 MSYNC 为所有网络操作设定了一个参考时间。MSYNC 阶段将对调节器采样进行排列，即时保障了测量网络内模拟采样的同步性。MSYNC 排列了TBS（检测位流）的时序。SINC滤波器也通过MSYNC信号随时保持与外部系统的同步运行。

自检测 DAC

图5显示的是一个自检测单位数模转换器（称为检测DAC）。这是一个由上文提到的数字滤波器芯片产生的单位检测位流（TBS）驱动的24位DAC。这也是为地震应用而特别设计的。它能够产生差分118dB的线性正弦曲线信号。频率与振幅由数字滤波器结构所产生的TBS决定。它具有两套差分模拟输出，一套确保精度，另一套负责进行缓冲，这样就简化了数字采集系统的校准过程和传感器的检测过程。两套输出都配有二进制加权高精度衰减器，变化幅度为11/2-1/64。

低失真度 ADC 的工作原理也被应用在低失真度DAC 当中。 ADC中的第一积分器在一段时间内持续地输入电压，然后再输入数字数据位流。ADC输入连续的时间信号与反馈信息，然后输出单位数据。在这个DAC设计中，所有输入的单位数据、输出和反馈都是连续的时间信号，并通过同一个电路实现。详细架构参见图6。第一积分器与上文所述的ADC中的第一积分器相同，能够通过动态偏置来降低功率。

自检测模式的系统总体性能

我们分别在25 ℃、-40℃ 和85 ℃的条件下测试了10块电路板，每块包含四个数据采集通道。每个通道采用其相应的自检测DAC条件下进行测试。每块板中的两个通道（通道1和通道2）配置陆地检波器放大器（CS3301），另两个通道（通道3和通道4）则配置水下听诊器（CS3302）。这些电路板都配有PGA、ADC、抽取滤波器和自检测DAC，它们都通过了量产测试，符合其说明书的各项指标。表1列出了在这个测试中每个通道所获得的平均线性水平。

在5V峰-峰差分信号水平和31.25Hz的测试频率下，我们获得的平均线性水平高于112dB。在5V电源条件下，平均功耗低于105mW 。虽然这套数据采集系统是为地震勘探应用而特别设计的，但它也同样可以应用在许多其他对低频率、高精度和低功耗有较高要求的应用中。

责任编辑：gt