pcb设计：微带线7H的理论

在我们接受过的众多信号完整性理论的教诲里，关于串扰有一条原则就是带状线拉开5H，微带线拉开7H，这样做的据说能够躲开百分之90以上的串扰。今天就让高速先生通过测试验证一下微带线7H的理论，看看是不是真的那么稳！

我们开始了本次新测试板的研究哈。在包地和不包地的情况下，我们使两根单端线（红色）的阻抗相同，两根线的gap距离为7H，H就不用高速先生再多说是什么意思了吧。然后前面说了，我们把包地过孔的距离由视频中的400mil缩短至50mil，在这样的情况下我们来看看包地和不包地的性能到底是怎么样的哈。

50mil一个地过孔其实是包地包得非常好的一个设计了，根据视频中的描述，在400mil地过孔距离的情况下，我们的包地效果会在某些频段呈现出反谐振的效果，其实这个是因为4分之一波长阻抗变换的理论造成的。那么理论上我们把地过孔打得更密之后，会不会把反谐振的频段推到50GHz之后呢？我们先来看看包地的远端串扰结果，如下所示，的确没有出现反谐振的波动点，说明50mil一个点的情况下能保证50GHz内不出现阻抗变换的反谐振点，这个顺带补充一句，具体地过孔距离与反谐振点的关系其实是可以计算的，有空高速先生可以针对这一块详细展开，这里先不啰嗦了，我们还是回到主题先。

那么现在你们肯定很着急想知道，如果只是拉开距离不包地的串扰是怎么样的呢？好，这次高速先生不卖关子了，直接对比如下。

可以看到，如果包地的地过孔设计很好的话，包地的效果就出来了，在整个50GHz的频段内，包地的串扰都是优于不包地的。文章写到这里其实已经讲明白了一个设计非常好的包地，地过孔非常紧密的情况下，在同样的间距下面，包地其实还是有明显的好处的。高速先生觉得说到“明显”这两个字大家可以不太相信，不就是远端串扰的结果好几个dB而已，为什么说很明显呢？高速先生决定继续往下说。

串扰只是它的其中一个表象，我们信号传输其实最关心的还是插入损耗，也就是到底有多少能量能去到接收端。从这个指标来说，大家可能会觉得厉害很多哈，如下所示：

在不包地的情况下，插入损耗在10GHz之后就明显的变差，最后去到50GHz时，损耗几乎比包地多了50%。其实也很容易理解，因为能量是守恒的，串扰的能量多了，在阻抗一致，反射回源端的能量基本相等的情况下，传到接收端，也就是插入损耗肯定会变差啦。说白了就是损耗掉的能量去到了串扰那里了。

根据这个理论，我们再对比以下这个东西，大家就会更明白了，如果只是单线，没有串扰的情况下的插入损耗又会怎么样呢？

话不多说，直接上结果！

可以看到单线没有串扰的情况下，损耗的结果会进一步的变好。这就更说明了串扰对损耗的影响是非常大的，换句话说就是串扰消耗掉插入损耗的比例还是非常大的，尤其当串扰差于-15dB的情况下，基本上插入损耗会减小一个很大的比重。

本期文章的信息量还是比较大的，因此高速先生最后对本文做一个总结，让大家更清晰的了解到本文想要表达的宗旨哈。

1.对于单端的微带线来说，在不包地的情况下7H其实并不稳，如果并行长度在inch级别的时候，串扰对于损耗的影响还是非常大的；

2.一个设计很好的包地其实是能够改善串扰的，会有正面的帮助；

3.无论是包地还是不包地，由于存在了串扰，损耗都会变差，至于变差多少就和串扰的大小成比例。

4.像单端的微带线能够走到那么高频段的情况，高速先生第一个想到的就是射频走线，像目前最高的有77GHz的毫米波，因此包地对于射频信号来说还是非常非常必要的。而相对数字信号而言，一般高速的数字信号不会是单端线，因此不在这个范围内考虑。

编辑：hfy