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一文解读IGBT驱动设计中的热设计方案

电子设计 来源:电力电子器件技术 作者:电力电子器件技术 2021-02-27 11:19 次阅读

IGBT应用中,驱动设计主要影响IGBT开关的表现和短路保护的安全性,结构设计影响了杂散电感和均流性,而热设计对整个系统是决定性的,它决定了变流器能否达到要求的输出功率等性能指标,而热设计恰恰是刚入行的IGBT应用工程师最容易忽视的问题。

热设计是个统称,其中包含了发热功率的计算和修正、散热系统的测量验证。我们就从这两个方面展开详细说说。

1- IGBT发热功率的计算和修正

上一期我视频中介绍的IPOSIM就是发热功率的计算工具,IPOSIM是基于PLECS软件基础之上做的应用开发,用户选择拓扑输入条件参数后,网页会把信息发送到后台服务器用PLECS进行运算,然后再把运算结果返回到用户界面,IPOSIM可以覆盖大部分的拓扑结构,因此省去了客户自己用PLECS编程建模的工作,而且是免费开放使用的,省去了客户自己付钱购买PLECS软件,所以真的很感谢英飞凌能提供这样免费优质的服务。

当然如果你系统的拓扑比较复杂或不常见,IPOSIM无法提供相应的选项,你也可以自己用PLECS或其他仿真工具编程计算。当然,还有最原始的方法,拿支笔在纸上算。怎么算?波老师来告诉你:

发热功率分为两部分:导通损耗功率,和开关损耗功率。

不同的拓扑计算的简化公式是不一样的,当然如果不简化那都是一样的,就是把开关过程的每次开关损耗都累加起来,然后再把导通过程中的电压电流相乘积分后累加起来。但是这事基本人没法干只能让计算机干,PLECS软件就是用这个方法。

对于开关电源类拓扑的损耗计算相对简单,因为开关电源基本工作在稳态,每次开关的电流电压是固定的,所以每次的Eon、Eoff也是一定的。

开关损耗功率 Psw = fsw (Eon + Eoff),fsw为开关频率,Eon、Eoff为实际开关时刻的电压电流对应的损耗。二极管同理Psw = fsw * Erec。

导通损耗功率 Pcond = d * Vcesat(@Ic) * Ic,其中d为IGBT的导通占空比,Ic为实际流过IGBT的电流值,可能是个线性(硬开关)或非线性(LLC)的变化值,如果你追求精确可以用Ic(t)来表示,即随时间变化的Ic方程式。如果你嫌麻烦,可以用一次导通过程中的平均电流作为Ic,虽然有点误差,但是方便很多。Vcesat也是要用此实际导通电流下的饱和压降,千万别用成了IGBT额定电流的饱和压降。二极管同理。

对于SPWM逆变拓扑的计算方法,一般采用论文[D.Srajber, W. Lukasch: The calculation of the power dissipation for
the IGBT and the inverse diode in circuits with the sinusoidal output voltage; electronica ´92Proceedings, pp. 51-58] 中介绍的方法,我就直接贴公式了,大家下载IPOSIM离线版的压缩包,里面有一个PDF文件介绍了这些计算公式。

o4YBAGA5ug-AAH0aAAGdlyE-eDw469.png

上面是计算方法,而修正的办法如上期视频中所述,需要基于实测的Eon

、Eoff、Erec来选择Rg,并输入实测的散热器热阻(因为结温会影响损耗)。

2- 散热系统的测试验证

IGBT模块的散热系统常见如下图所示。

ABUIABACGAAgvcHhgQYo6K3tywUwuAg4zwU!600x600.jpg

在上图中,所有的热阻Rth都对应了一段温升ΔT,温升和热阻的关系等同于欧姆定律。

ABUIABACGAAgvcHhgQYokPaHowUwtwc46gU!600x600.jpg

环境温度Ta是很容易准确的测量出来的。

Rthjc是IGBT的datasheet里给出了的。

恒温Tc和散热器温度Th也可以测量,但是测量的精确性不容易保证。

测量方法如下图(截图自英飞凌AN2015-10):

ABUIABACGAAgvcHhgQYoiNKh1wEw5AU40wI!700x700.jpg

但是这种测量的准确性不容易控制,需要多次反复测量来验证结果的可信性。为什么测不准?因为热电偶的接触不是那么靠谱,细节我会在以后的文章里介绍。

现在假设你已经能够较准确的测出了Tc,根据公式Rth=ΔT/P,那还需要得到损耗功率P。

损耗功率P是通过计算得出的,但是在实际工作中IGBT会带高压,不容易直接测出IGBT模块的发热功率。如果对计算热阻不放心,也可以用低压直流或交流电源模拟出实际的损耗功率P,来验证计算的P准不准。

方法如下:

- 假设在额定工况下计算出的损耗功率是100W。

- 首先如上述方法在散热器上开槽或打孔埋入热电偶(热电偶的位置要在芯片正下方,芯片位置图可以问厂商)。

- 让变流器工作在额定工况下,实测Tc或Th。

- 然后在此散热器上给IGBT芯片持续导通低压直流电源,控制电源的电流,使IGBT芯片的发热功率等于100W,此时再次实测Tc或Th,通过对比测试结果可以判断出仿真计算的准确性。

- 注意:上述模拟发热的测试Tc会略高于实际工况,因为发热集中在IGBT芯片或二极管芯片,如果追求完美,可以用H桥来控制电流方向和占空比,以精确分配IGBT和二极管的发热功率占比。

- 用(Tc-Ta)/P就等于底壳到环境的热阻Rth_ca,此热阻包含了散热器的热阻和安装接触面(导热介质层)的接触热阻。

有没有觉得很简单?别高兴太早,刚才有个坑还没填上,就是Tc、Th测量准确性的问题。那有没有什么办法绕过这个坑?我想机智的你肯定发现了上图中有块奇怪的黑色不明物。

那其实是未灌胶喷黑的IGBT模块,大图如下:

当我们给这个黑漆漆的IGBT模块通上直流电源模拟损耗功率后,我们要用到一个神器~~~红外成像仪!用来实拍IGBT的芯片结温,如下图:

为啥要喷黑漆?确切地说是无反光黑漆,因为这样符合成像仪默认的红外反射率,否则反射率不对,测量结果就不准了。

另外需要注意的是,红外成像仪测出的芯片表面最高温度也并不是我们通常所指的Tvj,如下图所述,一般的定义是用非绑定线的最高温与两个,边缘点温度求平均得到的温度才是in-situ测试法中对应的Tvj。(注:in-situ 是指电测结温法,用小电流下的饱和压降来推算出结温)

ABUIABACGAAgvsHhgQYoxK6Y-gQwuAg4nAY!700x700.jpg

测出了结温Tj,直接用(Tj-Ta)/P,即得到整个热阻Rthjc+Rthch+Rthha。

减去已知的Rthjc,就得到了我们接触热阻加散热器热阻了。

按这样去套流程走一遍,散热系统的热阻就清楚得妥妥的了,这时候你可以用刚刚测出的热阻值减去IPOSIM里默认的Rthch,得到散热器的热阻Rthha,用这个热阻输入到IPOSIM里,那计算结果就妥妥得靠谱啦!
编辑:hfy

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