最佳省电电源解决方案在反激式转换器中的应用研究

作者：邹明璋；李全章；詹振辉

节能技术已是当今电子产业的关注点，尤其最受到瞩目的是待机功耗。许多电子产品有相当比例的时间处于轻载或待机（空载）工作模式，因此，“能源之星”等规范标准在致力于提升电子设备所用电源适配器工作效能的同时，也注重提升轻载效能及降低待机功耗。为了降低待机功耗，来满足最新的“能源之星”规 范，飞兆半导体已将许多全新省电技术与功能应用于反激式转换器 （flyback converter）。根据实验的结果，在交流输入电源为230V情况下，将可以实现30mW极低的待机功耗。

本篇文章将探讨一些创新技术，包括：内建高压启动电路、待机时的极端脉冲降频模式（Deep Burst Mode）、极低的工作电流以及高压组件放电 X电容技术 （Ax-CAP™），以便节省放电电阻的功耗与使用，以上这些省电方法将使电源设计转向低成本、省电和高效率的最佳电源解决方案。

简介

美国能源之星（ENERGY STAR） 从2009 年1 月起，针对无载的电源消耗订定了严格的规范，表一所列是在不同的额定瓦数下的详细规定。

表一、 EPS v2.0 无载时能源损耗标准

当前，能源之星规范已不足以作为新一代电子产品对节能的要求，世界大厂如苹果、惠普和戴尔等响应环保议题，已经积极提出更为严苛的规范，对此，飞兆半导体已将无载损耗门槛降低至30mW。

图一中为典型的反激式转换器，下面分析电源转换器在无载下的损耗。主要的损耗 （不含变压器损耗） 包括了开关损耗（Switching loss） 以及由控制电路组件所造成的损耗。表二分别对这些主要损耗列出损耗估算式和一般的改进对策。

图一、典型的反激式转换器电路

表二、无载的主要损耗分析表（不含变压器损耗）

这些主要的无载或极轻载损耗，如图一所示将被划分A、B和C三个区域来讨论，应用飞兆半导体的创新技术，可分别降低这三部分的损耗。

首先为A区域，A区域里有消除电磁干扰的X电容器与并联的安规放电电阻，基本上这器件的选用必须符合安规等式（1），其中安规规定的放电时间须满足于1秒 内；并联接线方式势必于安规电阻上会有电能的功耗，且与输入电源电压的平方成正比增加，这个功耗可利用等式（2）得知，例如当输入电源为264V且放电电 阻为2MΩ时，将会有可观的35mW在此区域消耗。

等式（1）

等式（2）

FAN6756使用创新的内部高压器件对 X电容放电技术（Ax-CAP™），消去放电电阻的功耗并不需此电阻的使用仍可通过安规认证。

在图二中，当于无载或极轻载时拔去输入电源插头时，交流电压（VAC）会保持在一个近似稳定的电压加在X电容器两端，FAN6756通过HV引脚的取样逻辑去得知VAC 的电压变化，这个逻辑电路内部设置有一个比较电压 （VThreshold）去检测是否VAC电压值在芯片设定的延时时间（debouncing）内始终高于这个比较电压 （VThreshold），如果确认此时为拔插头的状况，FAN6756 将HV脚通过内部开关管连接至VDD，利用高压启动电流将X电容上的电荷释放；此功能只在无载或极轻载条件下有效，而取样逻辑的判断时间约为40ms。

图二 、拔去输入插头的相关电压行为

从图三中可得知HV引脚功能包括高压启动、输入电压取样电路和X电容放电机制， M1开关是连接高压和VDD之间的桥梁，由UVLO来控制。M1开关和R2路径用来实现高压启动功能， M3开关是通过一个频率信号控制来做输入电压取样控制，R2和R1分压形成一个输入电压 （VINAC）的取样到比较器的反相输入端；VINAC是用来侦测输入电源的电压值；VREF是用来做为放电判断的参考电压。假如VINAC总是高于 VREF，M2开关将被闭合，VDD电位将被放电到VDD_OFF，使得UVLO保护触发，UVLO保护将打开 M1开关并关闭M2，HV引脚将从X电容汲取所需的启动电流对VDD的电容重新充电，以达到放电功能。

图三、HV引脚的逻辑电路图

接下来介绍如何改进B区域的损耗，于B区域致力的目标是降低功率晶体管和 IC的功耗。功率晶体管主要功耗因素有VDD电压、Burst的时间长短和开关频率（FSW） 如等式（3）所示，在一般工作模式中（非保护模式），FAN6756使用创新技术去产生极低的UVLO电压约为6.5V，所以辅助绕组电压设定将可大幅降低；其次将Burst时间延长，降低在无载或极轻载时的工作频率与脉冲频率（fBurst）使FAN6756进入极端脉冲降频模式，进而降低开关损耗；另一方面在栅极无输出的情况下让IC的工作电流（IOP_Gate-off） 降低，以减少如等式（4）所示的IC静态损耗。图四为于高压无载条件下的实际量测波形，辅助绕组电压平均值大约为12V而栅极与栅极驱动 之间的距离大约为1.12秒，此种方法可以降低 B 区域**率晶体管和 PWM IC 的功耗。图五定义出等式 （3） 与等式 （4） 中的相关参数。

等式（3）

等式（4）

图四、输入230 VAC 的无载测试波形 （Ch1-Gate Ch2-VDD）

图五、等式（3） 与 （4） 的参数定义示意图

最后部分为 C 区域的功耗改善方式。

FAN6756的反馈电压引脚 （FB）通过TL431与光耦合器获得次级端的输出电压信息，以此信号决定栅极的占空比；如图六所示，流经光耦合二极管的正向偏压电流（IF）经过电流转换比 （CTR）后，将可控制初级端的反馈电流 （IC）。

图六、 次级端电压调变（Secondary-side Regulation）电路

在无载条件下反馈电流 （IC）将呈现最大值，因为于此情况下会有最高的输出电压，进而引起最大的正向偏置电流于次级端，如果想减少反馈环路 （C区） 的无载功率损耗，势必需从PWMIC 本身来消减此功耗。

如何消减功耗呢？图七所示为光耦合器 （PC-817） 的电压-电流曲线，如果可以把反馈电流 （IC） 降至比0.5毫安或更低，这光耦合器 （PC-817） 将被迫工作在非线性区域，甚至进入“死区”。 FAN6756 依上述原理， 于无载情况下通过飞兆半导体的专利技术降低反馈电流 （IC） 的大小，使光耦合器几乎工作于非线性区，进而降低反馈环路的功耗。

图七、光耦合器 （PC-817） 电压-电流曲线

于无载情况下，FAN6756切换其内部的反馈阻抗 （ZFB），要减少反馈电流 （IC） 便必须将反馈阻抗（ZFB）切换到大阻抗值，使光耦合器 （PC-817） 进入到非线性区，此方法亦可迟缓电压反馈响应，进而增加栅极驱动脉冲时间间隔 （tBurst）；间接降低 B区域的功率晶体管功耗，等式（5）所示为光耦合器于次级端的功耗表示式。

等式（5）

从图八逻辑电路图中，可得知如何去开关反馈阻抗 （ZFB）；于无载条件下，反馈电压值将与内部的 VREF1与VREF2作比较，若反馈电压小于VREF1，逻辑电路将会关闭栅极并将反馈阻抗 （ZFB） 开关至高阻抗值；反之当反馈电压大于VREF2时，逻辑电路将反馈阻抗 （ZFB） 切换回低阻抗值并使栅极继续输出，目的是使光耦合器于栅极将输出时可工作于正常的工作区域。

图八、反馈阻抗（ZFB）的开关逻辑电路图

FAN6756 与 FAN6754无载损耗计算实例

将飞兆半导体新、旧PWM IC：FAN6756 与FAN6754 置于相同的测试板上 （其额定输出电压/电流规格为19V/3.42A），量测无载时与输入电压为230V时的相关参数值，并将这些实测参数带入表一中所提的无载损耗计算式， 可得到如表三所计算的损耗值。以前的 PWM IC （FAN6754） 并没有集成飞兆半导体的创新节电技术，所测得的无载损耗为 73mW。

图九、输入230 VAC 的无载测试波形 （Ch1-Gate Ch2-VDD）

表三、FAN6756 与 FAN6754 无载的主要损耗计算表（不含变压器损耗）

结论

本文章探讨FAN6756降低电源供应器整体待机功率损耗的方法。首先以数学表示式大约表示出主要的开关损耗和控制电路损耗，进而确认降低开关频率 （FSW） 与增加栅极脉冲时间 （tBurst） 为降低功率晶体管功耗的主要对策，接着导入多项飞兆半导体创新的专利技术去实现更低的整体待机损耗。最后，应用于一款实际的交流反激式转换器系统中，其额定输出电压/电流规格为19V/3.42A，在230V 交流输入且于输出无载时，输入功率只有30mW。

责任编辑：gt