怎么实现变频器50Hz至60Hz的设计

实际上，如今很少有设备与频率相关，而且许多设备都具有可连接到各种电压的不断变化的电源。如果只有电压是问题，那么变压器可以解决问题，但仍有一些设备需要特定的线路频率，而频率的更改要复杂得多。一位朋友有一个剃须刀，它与60Hz的线路频率产生机械共振，但在50Hz时效果不佳。（我仍然拥有并每天使用1967年左右的BRAUN剃须刀，该剃须刀在50Hz下共振，即使电压可以从单相110V更改为220V，也无法在60Hz下正常工作。我还有另一个更新的剃须刀取决于我出国旅行时的频率。）即使是通过较慢旋转以50Hz工作的电机也需要向下调整电压，因为50Hz的阻抗较低，因此有时即使不是绝对必要，提供正确的频率也是有意义的。

使用变压器或开关适配器很容易转换电压，但改变频率并不那么容易。经过一番搜索，我发现有固态变频器，但它们是非常昂贵的专业设备，而不是旅行者和家用电器的小工具，所以我开始自己设计和制造一个更便宜的。

规格为：

输入：230 伏交流电，48 赫兹至 400 赫兹。

输出：110 伏 RMS 交流（修正正弦波），60 赫兹。

本变频器的功率能否输出主要取决于C1和C2的值；它们越大，输出越大。对于这种低功率应用，晶体管尺寸过大，并且可以处理更多的功率，前提是它们安装在足够的散热器上并且控制部分根本不会受到影响。由于该电路输出 110 V RMS，它可以用作电压转换器，即使该设备不需要 60Hz 并且可以在 50Hz 下工作，但在这种情况下，变压器确实是更好的解决方案。

警告！该变频器电路可处理极高且危险的电压。除非您拥有必要的知识和专业知识，否则甚至不要考虑构建它。这不是盲目遵循的食谱，而是要开发以满足个人需求的一般想法的示例。如果您没有经验，那么甚至不要尝试。

逆变器部分

我们可以将变频器分成三个不同的部分。一个是输出110V RMS方波的开关部分（逆变器），另一个是控制开关的控制部分，第三个是控制部分的低压电源。让我们首先快速浏览一下从开关逆变器部分开始的不同部分。

C1 和 C2 从单相 230 V 电源通过二极管桥串联充电到总共约 320 V 的电压，该电压在两者之间均分。没有功率因数校正，因此这种设计实际上只适用于相对较小的负载。一对与 C1 和 C2 并联的等值电阻器确保电压在两个电容器之间平均分配。我碰巧有 330K，但我可能会选择一个稍低的值，如 100K。NTC 限制了浪涌电流。我还在逆变器部分添加了一个保险丝，该保险丝未在线路输入的图中显示。这是常识，也是防止过载的唯一保护措施。

负载一端接在C1和C2的中点，另一端通过TR1和TR2构成的半桥交替切换高低轨。反向偏置的 1N4007 二极管与 TR1 和 TR2 并联。这是为了防止由感性负载引起的瞬变。事实上，我没有安装它们，因为 MOSFET IRF830 在外壳中包含了这个二极管。我将这对晶体管安装在散热器上，尽管负载减少，它们几乎不会升温，但逆变器电路可以升级以通过增加 C1 和 C2 的值来处理更大的功率，并且晶体管热量不会成为问题。这是在低频（例如 50 Hz、60 Hz）下工作的好部分。

为了保持输出的峰值和 RMS 值等于 110 Vac RMS 正弦波，我们需要使输出为：

1/4 周期 = 0 V（两个晶体管都被阻断），

1/4 周期 = +160 V（ TR2 导通），

1/4 周期 = 0 V（两个晶体管都被阻断），

1/4 周期 = -160 V（TR1 导通），

从数学上可以看出，该波形具有与 110V 交流正弦波相同的 RMS 和峰值。峰值对于将电容器充电到峰值的设备很重要，RMS 对于其他设备很重要。因此，该波形是正弦波的最佳矩形近似，通常称为“修正正弦波”。我个人不喜欢这个营销术语，因为它非常不准确。矩形波或“修正方波”会更准确。某些设备可能需要来自变频器的真正弦波。许多电压表测量平均电压并以 0.707/0.636 的系数进行校正，以指示 RMS 假设为正弦波形并且对其他波形无效。测量矩形“修正正弦波”时的此类仪器波形真正弦修正正弦

顶峰1.0001.000

平均数0.6360.500

有效值0.7070.707

在下面的照片中，我们可以看到在“示波器”上看到的实际矩形输出（绿色）和叠加的数学正弦波（红色）。由于所有整流器电容器负载，来自市电的实际电压的顶部被大幅削减。

因此，我们需要两个信号来在适当的时间打开/关闭 TR1 和 TR2。TR1（称为“低端”）很容易控制，因为源与控制电路处于相同的基本参考电平，但 TR2（称为“高端”）有点棘手，因为它是浮动的并且一直在两者之间两个导轨。有很多方法可以解决转换控制信号电平的问题。您可以搜索“高端控制”或类似术语。有许多分立电路和集成解决方案。为简单起见，我考虑使用 IRS2110，但它相对昂贵且难以找到，因此我决定使用我已经拥有的旧光耦合器使用我自己的分立解决方案。该设计非常简单，在 60 Hz 下工作良好，但不适合高开关频率，因为 TR2 延迟关闭，必须更改电路以使其关闭更快（这并不复杂）。这是因为栅极通过电容器放电，而不是有信号迫使它下降。改变电阻值可加快关断时间，但在晶体管导通时需要更高的电流。

需要特别注意理解自举电容器，它为开关高端 MOSFET TR2 提供极化。该电容器通过二极管从低压电源充电至 15 V，该电源在 TR1 导通时为控制部分供电并使电容器接地。然后，当 TR1 停止导通时，电容器浮起，TR2 的源极通过光耦合器（或其他情况下使用的任何电路）为栅极开关提供必要的电压。我实际上使用了 47 uF，这已经足够了。

控制部分

现在让我们看看变频器控制部分。它由一个以 960 Hz 振荡的经典 555 振荡器、一个四级 CD4029 分频器（除以 16）和 CD4001 的三个 NOR 门组成。显示的波形是不言自明的。可以看出T1和T2是如何交替为1/4周期正的。T2 应用于光耦合器，将电平转换为 TR2 的电平。4001 中有第四个未使用的门，最好将输入连接到地或 Vcc，而不是让它们悬空。我还在电源引脚之间放置了一个旁路电容器。

当连接到 Vcc 时，4029 计数器的引脚 1 将在引脚 4、12、13、3 上设置的值预加载到 Q1-Q4，并且计数器在接地时正常计数。这意味着我们可以通过拉高来停止输出。使用如图所示的电阻器和电容器，逆变器输出将在通电后大约需要一秒钟才能开始工作。起初我将它用于变频器，但后来我移除了电容器以加快测试速度，并且我从未更换过它。您可以使用或不使用它，也可以根据需要使用开关。它还可用于通过电路在输出端检测到过电流时将其驱动为高电平来实现过载保护。

电源供应

最后，我们为变频器控制部分提供了 15 伏电源。我没有测量消耗，但我想它可能是 10 或 15 mA。我们需要大约 15 V 的电压来切换 MOSFET，并且控制电路 IC 在此电压下也能正常工作。对于如此小的功耗，而不是复杂的稳压器电路，我总是采用非常简单的设计，如图所示。我只是将一个齐纳二极管与负载并联，并确保变压器具有足够的输出电阻，这样齐纳二极管就不会过载。如果我正在设计商业产品，我可以指定具有所需输出电阻的变压器，这也有助于降低成本，因为使用了尽可能小的变压器。但是，如果我使用从垃圾箱中取出的回收变压器，例如在这种情况下，然后我只是将一个电阻器与初级串联，然后尝试几个值，直到电阻器本身将电流降低到略高于电路需要的电流，并且齐纳二极管吸收了少量多余的电流。没有比这更简单的了。请注意，齐纳二极管仅在交流输入峰值期间短暂导通。另请注意，需要通过测试为每个变压器和每个电路单独确定电阻器的大小。具有相同标称输出值的变压器的实际开路电压和输出阻抗差异很大，因此您必须自己测试。您可以从较大的电阻值开始，然后逐渐减小，直到获得所需的输出电压。

结构

我在设计时在穿孔板上组装了变频器电路，并对其进行了修补，直到它工作得很好。使用电阻负载它可以完美地工作，但是当我连接一个电感负载时会出现问题，因为每次晶体管切断时，相反的晶体管都会立即导通一小段时间。我没有尝试修改电路，而是通过将一个电容器与负载并联并将一个小电阻器与两者串联来解决这个问题。与每个晶体管并联的 RC 缓冲器可能会解决这个问题。

除了自己设计的，你可以简单地买GoHz变频器来

转换单相

110V 60HZ至220V 50HZ;

120V 60Hz 至 240V 50Hz；

230V 50Hz 至 110V 60Hz；

将三相

480V 60Hz转换为 400V 50Hz；

240V 60Hz 至 440V 50Hz；

或者定制您的特定要求。
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