使用TM10主模式和TM11高阶模式实现带SIW双频滤波器的设计

本文内容转载自《固体电子学研究与进展》

作者：赵辉，刘太君，慕容灏鼎，刘庆，周挺，代法亮

引言

现代无线通信系统需要紧凑、高性能的带通滤波无源器件。基片集成波导（SIW）具有Q值高、成本低、重量轻和体积小等优点，易于与平面微波电路集成，因此SIW经常被用来设计高性能的滤波无源器件。由于双频滤波无源器件可以更好地满足双频无线通信系统甚至多频无线通信系统的需求，目前对双频滤波器的一些相关研究有：提出使用金属化通孔扰动的方法设计双频滤波器，通过调整金属通孔来实现通带控制，但是其他性能指标在调节通带的过程中会受到影响。提出采用归一化频域到实际频域的频率变换来解析计算耦合系数和外部质量因子的方法设计双频滤波器，具有良好的带外选择性，但尺寸较大。提出采用双模技术来实现双频滤波器，但这种滤波器的频率比较小，不适合大频率比的5G毫米波的应用场景。提出用间隙扰动的形式引入传输零点，但这会造成一些能量损失。

为了满足小体积、高性能的滤波器需求，本文提出了一种使用TM10主模式和TM11高阶模式的两种模式来实现双频带的方法。首先通过改变输出端口的相位，以便在低通带的下阻带和上阻带上分别引入传输零点，不仅提高了滤波器带外抑制能力，而且提高了两个通带之间的隔离度。然后利用金属通孔干扰谐振器中的TM21电场分布，在高通带的下阻带中引入传输零点以实现更高的选择性。低通带的中心频率可以通过金属通孔间距的扰动来调节，而高通带的中心频率基本不变。该双频滤波器具有结构紧凑、高带外抑制、高选择性等优点，测试结果与仿真结果基本吻合。

1 双频滤波器设计和分析

1.1 双频滤波器设计

设计滤波器的第一步是确定符合规范的低通原型，并确定合适的耦合矩阵，本文采用的耦合矩阵如式（1），并提出了一种双层垂直集成的双频滤波器。

本文双频滤波器的模型如图1（a）所示。滤波器在金属通孔支撑的Rogers RT/Duroid 5880板（εr=2.2，tanδ=0.0009）上实现，厚度H为0.254 mm。为了减少电路尺寸，滤波器采用了双层介质板垂直集成的方法。在不影响品质因数的前提下，介质板H的厚度应尽可能小。此设计共有三层金属层，底层是输入端口Port Ⅰ，顶层是输出端口Port Ⅱ，耦合层在两层介质板之间。Slot Ⅰ是电耦合窗口。

图1（b）为双频滤波器的结构尺寸图，利用An⁃softHFSS电磁仿真软件优化该滤波器，最终优化的滤波器结构尺寸为（单位mm）：W=7.50，L=12.35，W50=0.78，L50=4.46，S=0.20，P=4.50，Slot_R=0.78，R=3.21。

图1（c）为双频滤波器的模式拓扑结构图，其中S代表信号源，L代表负载，①和②分别代表主模TM10和高阶模式TM11。由图可见，TM10主模式和TM11高阶模式可以同时激励。主模和高阶模式从底层圆形谐振腔（CavityⅠ）经过电耦合窗到上层谐振腔（Cavity Ⅱ）。谐振腔分别在低频段的TM10 模式和高频段的TM11模式下工作。中心的微带馈线允许两种模式同时被激发，而金属通孔干扰TM21能够改善高通带的陡降。

图1 （a） 模型结构图；（b） 结构尺寸图；（c） 模式拓扑图

1.2 双频滤波器分析

圆形SIW谐振腔的TMmn模式的谐振频率公式为：

其中fc为谐振频率，μmn为贝塞尔函数的根，c为光速，εr为相对介电常数，μr为相对磁导率，r为谐振腔半径。

图2为圆形SIW谐振腔主模TM10与高阶模式TM11的电场分布，由图可见，TM10和TM11模式的最大电场是在不同的位置产生的。通过适当地设计蚀刻在中间金属层上的耦合孔，可以同时激励出理想的TM10和TM11模式的耦合，所以本文采用了圆形电耦合窗设计。

图2 圆形SIW谐振腔电场分布：（a） TM10模式；（b） TM11模式

图3（a）中的Filter Ⅰ是滤波器设计的原形，采用双层介质板的垂直集成结构，中间的铜层采用圆形的电耦合窗将两种TM模式从下层介质板耦合到上层介质板。输入输出口采用异面异向的结构设计。仿真结果两个频段通带内的插入损耗分别为0.5 dB 和0.6 dB，反射系数在-20dB以下，但两个通带之间出现裙边效应，并且只有高频通带下阻带一个传输零点Tz 1⁃1。

Filter Ⅱ是在Filter Ⅰ的基础上，将输出端口旋转180°，即将输出口设置成与输入口同向不同面的结构，如图3（b）所示。仿真结果与Filter I相比，在保持通带内效果的同时大大提高了低通带的带外抑制，这是因为输出端口在旋转180°之后，输入端口与输出端口的相位差也随即改变了180°，将原右侧的传输零点Tz 1⁃1翻转到左侧成为为Tz 2⁃1。同时去除了裙边效应，并且在两个通带内引入传输零点Tz 2⁃2，提高了两通带之间的隔离度，但是高通带的下阻带也出现了裙边效应。

图4为高阶模式TM21在S参数中的位置，在图中可以看出高阶模式TM21大约在55 GHz附近，并且TM11模式与TM21模式所产生的通带之间有裙边效应。

图3 两种滤波器的结构图和S参数：（a） Filter I; （b） Filter II

图4 Filter II的S参数及TM21在S参数中的位置

在Filter Ⅱ的基础上增加两个微扰金属通孔就构成Filter Ⅲ，图5为添加金属通孔微扰之后TM11模式与TM21模式的电场图，Filter Ⅲ中金属通孔微扰的位置需根据电场分布来选取：一是不干扰TM11模，二是选取TM21模电场场强最高的地方，以对TM21模式进行抑制来实现传输零点的引入。所以微扰金属通孔选取图5中的位置，可以明显看出金属通孔对TM11模式几乎无影响，但对TM21模式已经实现抑制。

图6为FilterⅢ的结构图及S参数仿真结果，Filter Ⅲ中的两个微扰金属通孔贯穿了上下两层介质基板。通过图6的仿真结果可以看出，TM21模与TM11模耦合形成的裙边效应得到了抑制，并且引入了传输零点Tz 3⁃3。

图5 添加金属通孔微扰的电场图： （a） TM11; （b） TM21

图6 Filter III的结构图及S参数仿真结果

电耦合窗半径会对带宽产生影响，如图7（a）所示，电耦合窗半径Slot_R越大Filter Ⅲ两个通带的带宽则越大，也会影响极点个数，在Slot_R=0.78mm 时仿真效果最优，反射系数均在-20 dB以下。微扰金属通孔间距对Filter Ⅲ 的影响如图7（b）所示，当微扰金属通孔距离变化时，会在不改变高通带性能的前提下实现低频通带的可控，而低频通带会随着微扰通孔间距变大往低频移动。

2 双频滤波器的测试结果

为了验证设计方法的正确性，选择Filter Ⅲ 进行加工制作，在双层PCB 工艺的基础上，制作了尺寸为7.5 mm × 12.35 mm × 0.51 mm 的滤波器，并使用AgilentE8361C 矢量网络分析仪测试了滤波器的S 参数。图8 为滤波器Filter Ⅲ的仿真和测试结果。低通带和高通带实测的中心频率（CF）分别为28.4GHz 与39.1GHz，相对带宽（FBW）分别为6.7% 与8.2%，测得的最小通带插入损耗为1.3 dB 和1.5dB，通带中的回波损耗优于20 dB 和25 dB。另外，三个传输零点分别位于22.7、33.2 和54.3 GHz。由于引入了传输零点，两个通带之间的隔离度优于40 dB，这表明该滤波器可以更好地抑制通带间干扰，具有良好的频率选择性和带外抑制。由于加工误差和测试接头的插入损耗，测试结果与仿真结果之间存在一定偏差，两个通带内的插入损耗仿真结果分别为0.5 dB 和0.6 dB，而插入损耗的实测结果分别为1.3 dB 和1.5 dB；在反射系数中，仿真结果与实测结果在两个通带内均小于20 dB。

图7 不同参数对Filter III S 参数的影响：（a）耦合窗半径;（b）微扰金属通孔间距

图8 Filter III S参数的仿真结果与实测结果

表1 是本文双频滤波器与其他文献双频滤波器的性能比较。由表可见，本文双频滤波器在相对带宽、传输零点和小型化方面具有一定优势。

表1 本文与其他文献双通带SIW 滤波器的性能比较

3 结论

设计了一种基于基片集成波导双层垂直集成的高选择性双带通滤波器。采用双层垂直集成结构使得滤波器在相同性能条件下的体积更小。双层双频基片集成波导滤波器工作在28.4 GHz 和39.1 GHz，相对带宽分别为6.7%和8.2%，插入损耗小于1.5dB，并有三个传输零点，具有结构紧凑、选择性高、带外抑制度高的特点。该滤波器可用于5G毫米波双频带无线通信系统。

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