脉冲器件开通关断会引起什么问题

什么是窄脉冲现象

IGBT作为一种功率开关，从门级信号到器件开关过程需要一定反应时间，就像生活中开关门太快容易挤压手一样，过短的开通脉冲可能会引起过高的电压尖峰或者高频震荡问题。这种现象随着IGBT被高频PWM调制信号驱动时，时常会无奈发生，占空比越小越容易输出窄脉冲，且IGBT反并联续流二极管FWD在硬开关续流时反向恢复特性也会变快。以1700V/1000A IGBT4 E4来看，规格书中在结温Tvj.op=150℃时，开关时间tdon=0.6us，tr=0.12us和tdoff=1.3us， tf=0.59us，窄脉冲宽度不能小于规格书开关时间之和。在实际应用中，由于负载特性的不同像光伏和储能绝大数都时功率因数为+/-1，其窄脉冲会在靠近电流零点附近出现，像无功发生器SVG，有源滤波APF功率因数为0，其窄脉冲会出现在最大负载电流附近，实际应用中电流过零点附近更容易出现输出波形上的高频振荡，EMI问题随之而来。

窄脉冲现象的原因

从半导体基本原理上看，窄脉冲现象产生的主要原因是由于IGBT 或FWD刚开始开通时，不会立即充满载流子，当在载流子扩散时关断IGBT或二极管芯片，与载流子完全充满后关断相比，di/dt可能会增加。相应地在换流杂散电感下会产生更高的IGBT关断过电压，也可能会引起二极管反向恢复电流突变，进而引起snap-off现象。但该现象与IGBT和FWD芯片技术、器件电压和电流都紧密相关。

先要从经典的双脉冲示意图出发，下图为IGBT门极驱动电压、电流和电压的开关逻辑，从IGBT的驱动逻辑看，可以分为窄脉冲关断时间toff，实际是对应二极管FWD的正向导通时间ton，其对反向恢复峰值电流、恢复速度都有很大影响，如图中A点，反向恢复最大峰值功率不能超过FWD SOA的限制；和窄脉冲开通时间ton，这个对IGBT关断过程影响比较大，如图中B点，主要是IGBT关断电压尖峰和电流拖尾振荡。

图1.驱动双脉冲

但太窄脉冲器件开通关断会引起什么问题呢？实际应用中那最小脉冲宽度限制是多少比较合理呢？这些问题用理论和公式很难推导出万能公式来直接计算，理论分析和研究也比较少。从实际测试波形和结果来看图说话，分析和总结应用的特点和共性，更有利于帮助大家认识这种现象，进而优化设计避免问题出现。

IGBT窄脉冲开通

IGBT做为主动开关，用实际案例来看图说话这个现象更有说服力，来点有料干货。

以大功率模块IGBT4 PrimePACK™ FF1000R17IE4为测试对象，在Vce=800V，Ic=500A，Rg=1.7Ω Vge=+/-15V，Ta=25℃条件下ton变化时器件关断特性，红色为集电极Ic，蓝色为IGBT两端电压Vce，绿色为驱动电压Vge。脉冲ton从2us减小到1.3us看这个电压尖峰Vcep的变化，下图直观的给出测试波形渐进看变化过程，尤其圈中所示。

当ton《=1.3us时，IGBT此时已经处于线性区，没有完全导通，此时开关损耗会很大，关断电流Ic出现突变引起大di/dt，IGBT关断会出现高频振荡。

改变电流Ic，在Vce维度看看ton引起的特性变化。左右图为分别在相同Vce=800V、1000V条件下，不同电流Ic时电压尖峰Vce_peak。从各自测试结果看，ton在小电流时，对电压尖峰Vce_peak的影响比较小；当关断电流增加话，窄脉冲关断时容易出现电流突变，随之引起高电压尖峰。以左右图为坐标对比，ton在当Vce和电流Ic越高时对关断过程影响越大，更容易出现电流突变现象。从测试看这个例子FF1000R17IE4，最小脉冲ton最为合理时间不要小于3us。

大电流模块和小电流模块在这个问题上表现有差异吗？以FF450R12ME3中等功率模块为例，下图为不同测试电流Ic在ton变化时候的电压过冲。

类似结果，小电流条件低于1/10*Ic下ton对关断电压过冲影响可以忽略。当电流增加到额定电流450A，甚至2*Ic电流900A，电压过冲随ton宽度变化就非常明显。为了测试极端条件下工况的特性表现，3倍额定电流为1350A，电压尖峰已经超过阻断电压，被芯片嵌在一定电压水平，与ton宽度无关。

下图是在Vce=700V，Ic=900A时ton=1us和20us的对比测试波形。从实际测试看，该模块脉冲宽度在ton=1us已经开始振荡，电压尖峰Vcep比ton=20us要高出80V。因此，建议不要最小脉冲时间不要小于1us。

FWD窄脉冲开通

FWD窄脉冲开通

在半桥电路中，IGBT关断脉冲toff对应的就是FWD开通时间ton，下图可以看出当FWD开通时间小于2us时候，在额定电流450A时，FWD反向电流峰值会增大。当toff大于2us时，FWD反向恢复峰值电流基本不变。

用IGBT5 PrimePACK™3+FF1800R17IP5来观察大功率二极管特性，尤其小电流条件下随ton变化，下面一排展示在VR=900V，1200V条件下，在小电流IF=20A条件下两个波形的直接对比，很明显在ton=3us时候，示波器已经hold不住这个高频振荡的幅值。这也引证在大功率器件应用中负载电流过零点的高频振荡和FWD短时反向恢复过程有紧密关系。

直观波形看完后，用实际数据来进一步量化对比这个过程，二极管的dv/dt和di/dt随toff变化，越小FWD导通时间，其反向特性会变快。当FWD两端的VR越高时，随着二极管导通脉冲变窄，其二极管反向恢复速度会加快，具体看数据在ton=3us条件下：

VR=1200V时：

dv/dt=44.3kV/us；di/dt=14kA/us；

VR=900V时：

dv/dt=32.1kV/us；di/dt=12.9kA/us。

鉴于ton=3us时候，波形高频振荡更加剧烈， 并超出了二极管安全工作区，从二极管FWD角度看导通时间不要小于3us。

在高压3.3kV IGBT以上规格书中已经对FWD正向导通时间ton进行了明确定义和需求，以2400A/3.3kV HE3为例如下，其已经明确给出最小二极管导通时间10us作为限制，这主要是大功率应用中系统回路杂散电感比较大，开关时间比较长，在器件开通过程中瞬时容易超过二极管最大允许功耗PRQM。

从模块实际测试波形和结果看，看图说话有一些基本总结：

脉冲宽度ton对IGBT关断小电流（大约1/10*Ic）时影响较小，实际可以忽略。

IGBT关断大电流时候对脉冲宽度ton有一定依赖性，ton越小电压尖峰V越高，且关断电流拖尾会突变，发生高频振荡。

FWD特性随导通时间变短其反向恢复过程会加速，越短FWD导通时间会引起很大dv/dt和di/dt，尤其小电流条件下。另外，高压IGBT都给出明确最小二极管导通时间tonmin=10us。

在低压IGBT应用中比较难对最小允许开通窄脉冲去定义和计算，推荐精确地测量来调整去评估IGBT和FWD。文中的实际测试波形已经给出了一些参考最小时间，起到抛砖引玉的作用。