在初级线圈上检测来做原边反馈

开关电源原边反馈技术

原边反馈(PSR)

在小功率消费类电子应用中，反激式电源是主流，因为反激式电源非常适合小功率段，同时天然提供了隔离的效果。

隔离后，如果要检测输出的情况，需要用隔离元件，比如光耦等，这样就增加了电源的成本，光耦本身的寿命也会成为电源的瓶颈，基于此，开发出了原边反馈技术。

原边反馈不从输出直接采样，而是从初级线圈采样，通过初级线圈的情况来计算次级线圈的情况，进一步推算输出的情况。

部分信息难以从初级线圈直接得到，因此通常还使用一个辅助线圈，辅助线圈和初级线圈共地，和次级隔离。

辅助线圈的用途

增加辅助线圈会增加成本和复杂度，因此，最好能让辅助线圈完成更多的工作，一般辅助线圈都同时做2件事情：

反映初级线圈和次级线圈的情况，辅助线圈通过电阻分压，将原边和副边的电压情况反映在VSES点，此时辅助线圈和原边/副边构成变压器。

和初级线圈形成一个反激结构，给IC供电，由于反激结构本身无法恒压，因此要加一个限压的二极管。

不使用辅助线圈是否可行？

如果不要求辅助线圈供电，那么是否可以用其他检测方法，比如在初级线圈上检测来做原边反馈?

理论上是可行的，思路如下：

在初级线圈上并联一个高阻支路，对初级线圈进行采样，同时提供TOFF期间初级线圈的回路。

考虑到检测电压必须为正，因此有两种基本形式，如下图：

检查输出信息的方法

原边反馈不能得到所有的输出信息，但可以得到较多的输出信息。

不能得到输出电流信息，但可以得到初级的电流信息。

不能直接得到输出电压信息，可以通过辅助绕组来得到输出电压信息。

可检测性

电感两端电压太高，检测IL和VD很困难，通过ISES和VSES检测;

考虑到隔离要求，次级电流和输出电压不能直接检测，只能通过其他值计算出来。

PSR输出电压计算

MOS管关断后，变压器中储存的能量都由次级和辅助线圈释放出来，次级线圈和辅助线圈形成变压器，此时VSES上的电压为：

VD和次级线圈的电流有关，电流越小，VD越小，电流为0时，VD为0。

因此，在去磁点时刻，VO电压为：

膝电压的定义

当流过次级二极管的电流为0后，变压器退磁，此时VD比VIN高一个反射电压，初级电感和寄生电容形成的LC电路开始震荡，初级电感上的电压将从VDVIN开始，以正弦方式往下降。

这样，在VSES上看到的电压将呈现出一个膝盖状，因此，将退磁点电压称为膝电压。

因为正弦起始点处的斜率为1，膝电压就是电压斜率从负载消耗导致的斜率变化到1的时刻的电压。

PSR输出电流计算

MOS管关断后，变压器中储存的能量都由次级和辅助线圈释放出来，此时次级的平均电流为：

ISND_PK无法直接测到，只能由ISES_PK近似换算得到：

TOFF的测量也依赖于膝电压的时刻，但是需要的不是电压值，而是膝点的时刻。

电流和电压检测的共同点

共同之处就是都需要检测到膝点。

对于电流来说，检测到膝点，然后根据膝点和开关管断开的时刻计算出TOFF，加上ISES的电流，就能算出平均输出电流。

对于电压来说，需要检测到膝点的电压，具体的方法就是检测到膝点，然后看当前时刻VSES上的电压，从而根据匝比得出当前时刻的输出电压。

膝点检测算法

有2种检测方法，一种是从前往后检测，另一种就是从后往前检测。

从前往后检测，是通过延迟，或者是斜率转变的方法来找到膝点的时刻。

从后往前检测，是利用膝点后谐振频率固定的特点，从过零点反推膝点的位置。

各方法对比

延迟法，从TOFF开始，延迟一段时间，检测VSES。

这个方法可想而知是非常不精确的，因为TOFF的时间变化很大。

检测斜率法，检测VSES的斜率，通过波形分析算法找出膝点。

这个方法只有在TOFF区间的斜率和TDEAD区间的斜率存在明显差别时才管用，而且由于在TDEAD区间，振荡是呈正弦曲线，膝点处不存在斜率转折，必须依靠某种算法来推算出膝点。

谐振反推法，膝点后，初级电感的谐振会传到辅助线圈，检测辅助线圈的过零点可以得知谐振频率，用过零点的时刻减掉1/4周期，就是膝点。

这个方法用于测时间恒流还是比较简单的，用于恒压时必须将电压的检测转变为时间的检测。

谐振反推法实现恒压

谐振后，检测次级线圈的过零点就能得知谐振周期，因此，当输出电压恰好等于参考电压时，VSES和VREF的交点到过零点的时间TFB也应该恰好等于1/4谐振周期TR。

如果TFB比TR/4大，说明输出电压较低，以至于VSES和VREF的交点提前了，反之，如果TFB比TR/4小，说明输出电压较高，以至于VSES和VREF的交点推迟了。

VZC表示过零点阈值，并不是0V，通常为一个非常小的电压，比如0.125V之类的。

斜率法和谐振反推法的对比

注意到斜率法和谐振反推法是优缺点互补的：

如果TOFF和TDEAD期间的斜率差别越大，越适合用斜率法，如果TOFF和TDEAD期间的斜率差别越小，越适合用谐振反推法。

实际上，TOFF期间的斜率通常很小，以至于噪声对VSES和VREF交叉点的检测有很大的影响，如果采用谐振反推法，必须有某种消除噪声的方法。

使用谐振反推法还要注意一点是，由于膝点前后斜率差别较大，TFB偏大和偏小时，误差时间TERR=TR/4 – TFB在大于0和小于0的时候具有完全不同的环路增益。

斜率越低，输出电压变化导致的时间变化差距越大，环路增益越高，也就是说，当输出电压小于基准电压时，环路增益高，当输出电压大于基准电压时，环路增益低。

将PSR技术用于非隔离拓扑

通常来说，非隔离拓扑可以直接检测输出VO，没必要使用复杂的PSR技术先检测VSND，然后计算VO，但有一种情况例外：就是需要一个IC同时支持隔离和非隔离的时候。

从市场的角度来说，隔离和非隔离都是需要的，如果用相同的技术来解决，无疑可以节省大量研发成本。

PSR固有的问题

检测的非实时性：每个切换周期，只有一次正确检测输出电压的机会，不能像其他非隔离型拓扑一样可以随时随地的检测输出，而且这个输出电压的检测还依赖于变压器的退磁，变压器的退磁点未到来之前，输出端发生的任何变化都无法被检测。

线缆压降：能得到电压只是电容两端的电压，而不是负载两端的电压，当次级存在明显的寄生电阻时，检测到的电压会明显偏低。

去磁点时，流过二极管的电流为0，电容两端的电压等于副边的电压，但是流过寄生电阻的电流不为0，负载上的电压要小于检测到的电压。

负载突变的问题

检测的非实时性主要体现在负载突变时，比如热插拔。

在充电器领域，热插拔是必须支持的，在LED领域，热插拔也是有必要支持的，很多规范都要求热插拔。

热插拔包括空载>满载，和满载>空载两种极端情况。

真实情况下，并不是每次都是满载，但如果能支持满载空载切换，必然可以支持其他切换。

空>满的切换会导致输出跌落，满>空的切换会导致输出过冲，要避免这两种情况，必须使用非线性控制，IC检测到热插拔后，立即调整控制策略。

热拔

如果在TOFF区间，也就是次级输出时热拔，相当于次级的负载阻抗突然升高，此时会有个小的电压突变，随后所有的能量会在电容上聚集，输出电压将升高。

如果在非TOFF区间热拔，除了看不到小的电压突变，导致的最终结果和前面是没有区别的。

假负载

如果不能保证每次都能检测到且能处理好热拔，就必须在输出上加上假负载或稳压管，让其能承担泄放工作。

假负载一般使用电阻，电阻值要小心选取，过大了泄放效果不好，过小又制造大功耗。

热插和短路判断

热插时，负载突然变小，输出电压会跌落，电源需要输出更多的能量到次级，但是要区分热插和短路。

不光要区分热插和短路，在任何时候都需要判断是否短路。

短路时，TOFF时间会变得很短，可以通过检查TOFF开始到VSES过零点的时间来判断，或者通过TOFF区间的斜率来判断。

如果输出不在TOFF期间发生短路，就得等到下一个TOFF才能检测到，在短路后，输出电容会有很大的电流，这个大电流如果持续时间过长，导致电容温升，会对电容的寿命会有一定的影响，所以能尽早的检测TOFF是很重要的。

假设需要一两个周期才能检测到短路，是否会对电容寿命产生不利影响，这个目前不清楚。

区分热插，短路，开机

这3者都表现为输出要吸收大量能量，但三者的处理方法却不能相同。

热插需要稳压，减少跌落的幅度和持续时间，短路需要识别到，并采取保护措施，而开机则需要控制输出平稳的增加。

这三者主要的区别有：

初始状态的不同，热插的初始状态为空载，短路的初始状态为任意，开机的初始状态为初始态。

对输出的影响不同，由于开机的初始态输出为0，开机后输出表现为增加，另外两者都表现为减少，所以热插和短路的区分更困难一些。

热插拔抖动

在人进行插拔的过程中，端子实际上是抖动着的，会进行快速的碰撞，也就是说，插拔的过程中会有大量的切换。

如果IC的检测控制处理不当，很可能会出问题。

出问题的原因在于空载时，切换频率已经降到非常低了，而满载时通常要求切换频率很高，芯片无法在这两种情况之间快速切换。

低频就意味着不可能快速的做某些事情。

原文标题：【实用】开关电源原边反馈技术

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审核编辑：汤梓红