BUCK电路原理详解

目录

工程应用

1 如何将输出正电压改为负电压？

特点

开关频率

1 频率提升，dcr会变小，导通损耗变小

2 开关频率对电源效率&损耗的影响

3 开关频率对电源EMC/EMI性能的影响

杂项

上电速度

原理

反馈控制方式

电压模式控制

电流模式控制

迟滞控制

原理图/layout/实际模型

调整管VT

振荡器

输出电压

自举部分（vin与bs之间接的那颗电容）

例如：

为什么下管不需要自举？

vFB与vref的比较器采用差分放大电路

次谐波震荡

器件

开关频率对外围器件尺寸/成本的影响

滤波电容

续流二极管

为什么要用快恢复管？

二极管VD1-异步

优点

缺点

MOS管-下管-同步

导通损耗

开关损耗（驱动损耗）

优点

缺点

电感

前沿器件

模块电源

变压器

纹波

电感导致的纹波：

整个后级导致的脉动值（纹波）：

滤波

工作模式

PFM-脉冲频率调制型

优点

缺点

调节方式：

PWM-脉冲宽度调制型

优点

缺点

调节方式：

混合调制型

分类

软开关

零电压电路

零电流电路

连续与断续模式

Fly-Buck（正激）

轻载高效

如何实现轻载高效？

为什么在重载时，效率可以达到80多

而在轻载（例如3.3V-10mA）时，效率却下降很多？

开关损耗

导通损耗

例如：

轻载高效的3种模式

跳脉冲模式（psm）

突发工作模式

AAM模式

温升

定义

评估计算法

(ploss:芯片的功率损耗)

余量

工程应用

1 如何将输出正电压改为负电压？

只需要将所有的地都换成output，将output改为地

特点

效率高

导通后，正向电阻小，

虽然电流大，但管压降很小

截至时，虽然反向电压很大，

但电阻无穷，电流几乎为0

体积小重量轻

因调整管的功耗小，故散热器也可随之减小。可以省去50 Hz 工频变压器

开关频率通常为几十千赫，故滤波电感、电容的容量均可大大减小

基本不受输入直流电压幅度的变化

输出电压只和调整管导通与截止时间的比例有关

因此，允许电网电压有较大的波动

线性稳压电路允许电网电压波动± 10%

开关型电网电压为140 V 至260 V

电网频率变化土4%也可正常工作

纹波和噪声成分较大

开关状态，将产生尖峰干扰和谐波信号

开关频率

1 频率提升，dcr会变小，导通损耗变小

开关频率与系统频率同步

来自mos的开关动作，5M以下

频率Fs决定了电感电流纹波和输出电压纹波两个核心指标

提高频率可以降低对电感量和电容值的要求

其实质是频率提高，单次需要储存的能量更少

这样就降低了对储能元件的要求

但频率无限大会增加损耗

开关一次，栅极损耗（开关损耗）多一次

损耗：导通损耗，开关损耗，驱动损耗

影响了损耗，效率，发热指标

而且过大的开关频率会导致emi恶化

2 开关频率对电源效率&损耗的影响

12V转3.3V效率曲线对比

开关管频率越高，功耗越大

3 开关频率对电源EMC/EMI性能的影响

开关频率越大，emi问题越严重

车辆CISPR25的常用频段在400-600kHz和2MHz以上

改善emc高频性能：加屏蔽壳，加磁珠，共模电感

sync来跳频/抖频，实现对收音机AM频率的规避

抖频技术(SSFM，开关斩频技术)帮助优化电源EMI特性

通过频率在一定范围内的抖动来分散噪声信号的能量， 以达到降低噪声峰值的目的

杂项

上电速度

速度过快，上电电流大，芯片易受冲击

速度过慢，两管同时导通

原理

上调整管导通时，电流从上管流入，到电感储能

电感两端的电压与电流关系如图所示

下续流管导通时,电感释放能量，与电容持续对外供电

以具有电压环和电流环的电流型buck为例

首先采样输出电压，将其与参考电压比较后得到Vc信号

然后将采样得到的电感电流信号I_L与Vc信号进行比较

VC与I_L碰撞形成的控制回路过程

从而得到对应的控制信号来驱动MOS管

CLK信号来决定RS触发器何时翻转

周而复始实现主电路的能量传递

反馈控制方式

动态响应速度：

迟滞＞电流反馈＞电压反馈

电压模式控制

误差放大器的参考信号是三角波（时钟，反馈电压）

仅监控输出的电压，因此只要输出电压不变动，

就无法响应

相位补偿设计需要增加超前补偿、滞后补偿，设计复杂

电流模式控制

误差放大器的参考信号是电感电流（三角波，时钟，电压）

环路稳定性很高，负载瞬态响应速度也快

目前电源ic的主流反馈控制方式

迟滞控制

误差放大器的参考信号是比较器（反馈电压）

无需相位补偿，反馈环路的稳定性高

但纹波噪声大

一般LDO反馈常用，无后级pwm，所以这也线性的来源

原理图/layout/实际模型

buck与ldo的差异点？

buck在EA和上管之间加了pwm来实现开关功能

调整管VT

导电时，调节管的发射极电位

上正下负，二极管vd被截至，电感开始充电

不导电时，三极管被截至，电感因为反电势，

电流将在负载和二极管上继续流通

发射极电位（二极管正向导通电压）

振荡器

产生的三角波信号ut加在比较器的同相输入端

使得UA直流变成ub脉冲交流

当Ut > UA 时，比较器输出高电平，即UB =+ Uopp

当ut< UA 时，比较器输出低电平， us = - Uopp

**三角波电路组成**

集成运放A1组成滞回比较器,A2组成积分电路。

滞回比较器的输出加在积分电路的反相输入端进行积分

而积分电路的输出又接到滞回比较器的同相输人端

控制滞回比较器输出端的状态发生跳变

输出电压

饱和管压降UCES 以及二极管的正向导通电压UD的值均很小,可忽略

所以，调节三角波的大小就可以调节占空比进而调节电压

所以，调节ua高低可以调节占空比

自举部分（vin与bs之间接的那颗电容）

接在输入vin和上管的S极上，保证上管导通时，电压始终大于vin

负周期，下管导通，自举电容充电，充电时间为Toff，上vcc下0

正周期，自举电容电压不能突变，所以下为VCC，上面的电压就成了vin+下管导

通时充电的电压，电压被举起来，vgs大于vgs（th）

此时自举电容向内部电路进行放电 ，放电时间为Ton

例如：

vin为12v，要保持导通，

上管G极必须保持15V的电压，

因为下管S极已经12V，加上上管G极二极管3V导通电压

为什么下管不需要自举？

下管导通容易，gs的s接地，容易满足gs＞gs（th）

vFB与vref的比较器采用差分放大电路

输入阻抗大（几兆Ω到十几兆Ω），小反馈信号也能立刻响应

因为高阻抗点，示波器探头通常设置1MΩ的阻抗匹配

并保证探头周边没有临近的干扰源

同样的，因为是高阻抗点，

即使外部有较小的信号干扰也会很容易被FB引脚所接收

因此在测试前应佩戴静电手环并禁止手指触碰FB引脚走线

并保证采用如图所示的最小环路法可以显著较小噪声的影响

差分放大电路还具有消除零点漂移，抑制共模干扰和增强差模增益的作用

次谐波震荡

系统受到干扰后的振荡，使得原本有序的PWM开关波形产生震荡 ，使得原本有序

的PWM开关波形产生震荡

粉红色回路通过斜坡补偿技术解决次谐波问题

器件

开关频率对外围器件尺寸/成本的影响

滤波电容

由公式可以得出，小电容滤高频

续流二极管

开关管关断，电感能量没有回路释放

瞬间的di/dt ，产生很大的电压尖峰

也叫瞬态抑制二极管，保护核心功放，

提供了泄放到地的路径，防止输出短路烧毁

在上下mos管后级，并联，防止负载短路冲击，保护前级电路

为什么要用快恢复管？

普通二极管虽然低频可以保证单向导通

但高频不能够

外加肖特基二极管可以防止同时导通情况下，负载无法连续 供电

减小因为寄生二极管响应速度太慢导致的纹波

所以有低导通电阻、反向恢复时间短

但不适合高压场合，反向电压低

漏电流大的话，还影响效率

二极管VD1-异步

整流二极管（异步整流）

二极管特性，0.3V的压降会消耗过多的功率

例子：

优点

可靠性好，不会因为上下管直通后，

电流过大烧坏mos管

缺点

因为正向导通电压大，消耗功率大

MOS管-下管-同步

导通损耗

所以同步管的导通电阻要小

开关损耗（驱动损耗）

栅极电流对栅极电容充放电导致

选择小的栅源极压降、开关管的栅极电荷

假如输出电流的需求大于5A，需要将下管mos外置

优点

导通电阻小（mos管的RDS(ON)-毫欧级别，远小于二极管的导通电阻）

可以在内部有mos的情况下，外部再并联两个mos

分区 开关电源 的第 12 页

可以在内部有mos的情况下，外部再并联两个mos

进一步减少rdson

压降低，消耗功率小

缺点

需要额外添加控制电路

电感

关注直流电阻（dcr），使直流阻抗最小，减小铜损

（铁损：铁心的损耗，空载损耗 铜损：线圈的损耗，负载损耗）

开关电源为了提高效率一般采用DCR比较小的电感，绕电感的线越粗DCR越小。

由公式可知，感值越大，电流纹波越小

输入和输出的电压值相差越小，所需电感值越小

但电感值过大会导致动态性能差，反馈响应慢

前沿器件

模块电源

目前模块电源主流频率提高到3到4MHz水平

变压器

去除传统的变压器骨架和铜线

利用PCB多层线圈减小为薄型平面变压器设计

适用在较高频的领域，仅利用PCB线圈或者PCB寄生电感就可完成功率传输

若对体积没要求， 高频电感还可以可以省去磁芯 ，做空心电感来节约成本

纹波

电感导致的纹波：

电感电流的纹波一般在40%

选取esr小的电容会明显减小输出纹波

整个后级导致的脉动值（纹波）：

最终输出电压

滤波

吸收式

磁珠与电容组合，开关特性不如反射式，偏软

反射式

因为L的电阻低，阻抗匹配考虑，选择电感靠近阻抗低的一端

工作模式

PFM-脉冲频率调制型

优点

适合轻载电流场景

功耗相对较低

调节开关频率，输出电压超过设置电压，输出将关断

缺点

输出纹波大，响应速度慢，因为频率低

但轻载效率高，功耗小，不适合CCM模式

价格贵，因为配套滤波困难（谐波频谱太宽）

调节方式：

调节开关周期时间

当增加负载时，振荡量递减，最后变为PWM模式

开通一定，关断不一定

分区 开关电源 的第 14 页

开通一定，关断不一定

PWM-脉冲宽度调制型

优点

噪声易于过滤

不会长时间关断，所以响应速度快，效率高

缺点

开关损耗影响效率

轻载效率差，需要提供假负载

调节方式：

调节周期内的导通时间

混合调制型

分类

按是否使用工频变压器

低压开关稳压电路:

即50 Hz 电网电压先经工频变压器转换成较低电压后再进入开关型稳压电路、

高压开关稳压电路：

不用工频变压器，采用高压大功率三极管

直接将220 V 交流电网电压进行整流

滤波，然后再进行稳压

按激励的方式

自激

他激

按调整管的种类

双极型三极管

MOS 管

晶闸管

软开关

首先是硬开关，电压与电流会有交叠部分，造成损耗

增加了小电感、电容等谐振元件后，电压/电流波形不交叠

称为软开关。

电压或电流为正弦半波，因此称之为准谐振

零电压电路

开通前其两端电压为零，不会产生噪声

关断时，并联电容延缓关断后电压上升的速率

零电流电路

关断前其电流为零

开通时，串联电感能延缓开通后电流上升的速率

连续与断续模式

ccm

dcm

电感体积可以做小

存在电感电流为0的时刻

跳频时输出电压纹波太大

Fly-Buck（正激）

buck派生-隔离式输出稳压，只能降压

将电感改成四线耦合电感，将一路电路输出换成多路输出

单向励磁

为防止原边关断，瞬间的电流耦合到副边，造成VD2损坏

增加一个磁通复位电路

D3与N3组合可泄放多余磁能

轻载高效

如何实现轻载高效？

降低导通损耗

降低dcr和ecr

降低铁损和铜损

降低工作频率

为什么在重载时，效率可以达到80多

而在轻载（例如3.3V-10mA）时，效率却下降很多？

开关损耗和导通损耗两个因素影响着效率

开关损耗

轻载时,开关损耗几乎不变,由于输出功率较低，

IC的效率就会比重载时低很多

导通损耗

重载时,导通损耗是影响效率的主要因素

例如：

货车司机运货挣钱

满载拉货，一趟可以赚很多

空车跑，司机进过收费站（开关损耗）还要自掏过路费

收费站越多，钱亏的越多

所以为了不亏钱，就必须少进收费站

轻载高效的3种模式

跳脉冲模式（psm）

纹波小，效率较差，瞬态响应好

即在输出重载时,以连续模式(CCM)工作

当负载电流降低,电源将进入断续模式(DCM)工作

也即VGS的占空比变小，il电感电流不再连续

直到上管的开通时间达到最小导通时间，才导通上管

若负载继续降低，控制器将直接屏蔽一些开关脉冲，如红虚框所示

例如： 运货少过收费站，节约成本

突发工作模式

当输出负载电流降低到一定的值,系统进入轻载模式，

上下管长时间停止工作（关闭），由输出电容维持输出

电容放电过程中，输出电压会下降，经过较长一段时间

vc上升到VH时，进入开关模式，重新打开上下管

如上图，输出电容在快速导通关断过程中会产生较大的纹波,且瞬态响应较差

例如：

运货不过收费站，走野路

由于路远（瞬态响应差）且不平坦（纹波较大）

意外风险大（芯片不工作）

AAM模式

对比突发模式，在sr触发器的s前端增加了红框所示的运放

当Vcomp直流分量小于VAAM时，电源进入轻载模式

如图First所示，当Vcomp波动,其值大于VAAM，并且时钟信号开通,

上管开通

如图Second所示，当电感电流达到Vcomp时

上管关闭，下管导通

如图Third所示，直到电感电流降为0，下管关闭，完成一次开关周期

输出轻载时,一般工作在PFM (pulse-frequency modulation)模式

输出重载时,工作在PWM (pulse-width modulation)模式

温升

编辑说明非同步是肖特基外置

虽然集成同步结构的整体效率高一些

但是其芯片包含的损耗部分更多一些

所以单体芯片的发热相对于非同步要多一些

定义

分区 开关电源 的第 20 页

JA的作用在于比较不同厂家芯片的相对热性能

JC的作用是比较芯片在安装散热片时的热性能

评估计算法

(ploss:芯片的功率损耗)

测试计算法（更准确）

tc获取

余量

审核编辑 黄昊宇