SiC设计分享（三）：onsemi同等功率的SiC与SiMOST进行比较

前两篇文章我们分别探讨了SiC MOSFET的驱动电压，以及SiC器件驱动设计中的寄生导通问题。本文作为系列文章的第三篇，会从SiC MOS寄生电容损耗与传统Si MOS作比较，给出分析和计算过程，供设计工程师在选择功率开关器件时参考！

电力电子行业功率器件的不断发展，第三代半导体（SiC，GaN）代替硅半导体已经是大势所趋。

由于Si MOSFET其输入阻抗高，随着反向耐压的提高，通态电阻也急剧上升，从而限制了在高压大电流场合的应用。为了进一步提高开关电源的效率，迫切需要一种能承受足够高耐压和极快开关速度，且具有很低导通电阻和寄生电容的功率半导体器件。

SiC MOSFET有极其低的导通电阻RDS（ON），导致了极其优越的正向压降和导通损耗, 并且具有相当低的栅极电荷和非常低的漏电流，能适合超快的开关速度，更适合高电压大电流高功率密度的应用环境。

我们都知道开关电源的频率越高，每秒开关管改变状态的次数就越多，开关损耗和与开关频率成正比。

富昌电子在长期的电源电路研究中发现：开关电源中所有与开关频率有关的损耗，最显著的往往是开关管自身产生的损耗。

本文从MOSFET的寄生电容的角度，结合BOOST PFC电路对Si MOSFET和SiC MOSFET展开讨论。

对于功率MOSFET寄生电容,在开关转换的阶段，MOSFET栅极表现为一个简单的输入电容。通过驱动电阻 充电或放电。实际上，栅极对漏极和原极之间发生的事情“漠不关心”。功率MOSFET可等效为下图：

从驱动信号角度去观察栅极，有效输入充电电容Cg是Cgs与Cgd并联：

因此，栅极电容充放电循环的时间常数为：

从这个公式来看，似乎暗示着MOSFET导通和关断时的驱动电阻是一样，实际上两者有比较大的差别，那是因为，我们希望导通时的速率稍慢，而关断时的速率稍快的原因。

MOSFET的寄生电容在交流系统中的表示方法为：有效输入电容Ciss，输出电容Coss，反向传输电容Crss. 它们都与MOSFET寄生电容有关：

通常也会写成：

为了在同条件下比较Si MOSFET 和 SiC MOSFET的寄生结电容对高频电源效率的影响。我们用全电压输入，输出500w，工作频率75kHz的PFC电路来做比较，选择onsemi, SI MOSFET FQA6N90C 和 SiC MOSFET NTHL060N090SC1来完成该对比。

富昌电子在研究过程中了解到，输出功率达到500W，Si MOSFET 需要两个MOS 并联才能满足设计要求，本文中我们暂且忽略这个差别，先从单个的SI MOSFET和SiC MOSFET来做比较。

静态寄生参数对比：
FQA6N90C (SI MOSFET)

（点击下图可查看大图）

NTHL060N090SC1（SiC MOSFET）：

（点击下图可查看大图）

在实际MOSFET 工作过程中的电压和电流波形如下：

MOSFET的导通过程中的驱动损耗在 t1+ t2+ t3 +t4时间内产生，而交叉时间仅为：t2+ t3，关断过程中的驱动损耗在 t6+ t7+ t8 +t9时间内产生，而交叉时间仅为：t7+ t8 。

假设MOSFET门极的驱动电阻为10欧姆，关断电阻为5欧姆，可得FQA6N90C时间常数Tg：

导通过程T2的周期时间为：

导通过程T3的周期时间为：

因此导通过程中的交叉时间为：

导通过程的交叉损耗为:

同理关断过程交叉损耗为：

总的交叉损耗为:

寄生电容C_ds，因为它不和栅极相连，因此不影响到MOSFET导通过程中的V-I交叉损耗。但是，该电容在MOSFET关断时充电，在MOSFET导通时把储能全部倾泻到MOSFET中。因此在计算MOSFET的损耗时，该电容不能忽略，特别在离线式的AC-DC的电源中，该寄生电容严重影响到电源的效率。在低压输入的电源中，该电容对效率的影响表现的不是很明显。

可得FQA6N90C寄生电容总损耗为：

相同的计算过程可得，NTHL060N090SC1 SIC MOSFET寄生电容总损耗为：

富昌电子研究结论：在同样输入和输出的电参数，封装几乎相同的条件下，比较Si Mosfet和SiC Mosfet寄生电容带来的损耗可知，SiC节省了60%的寄生损耗。如果采取两颗Si MOFET并联，达到输出500W PFC的设计目的，Si MOFET寄生电容的损耗是SiC的3.07倍。

总结

本文针对MOS的寄生电容做出了分析，并选用onsemi同等功率的SiC与SiMOST进行了设计比较。这部分的损耗，只是电路实际工作过程中MOSFET损耗的一部分，MOSFET的损耗分析稍显复杂， 此处没有展开探讨，富昌电子后续会连载文章，剖析电路设计中的难点。敬请期待！

审核编辑：刘清