基于MCE1417H100M模块设计一台调频发射机

设计目的：为了得到一台调频发射机。

设计原理：本发射机为了得到较好音质，故主振级必须屏蔽，为了美观与音质兼并而又简单则直接采用闽实的MCE1417H100M模块做主振级。故本发射机重点在高频功放上，本次设计采用3355（甲类）+3355（甲类）+2053（丙类）+1971（丙类）模式。

设计步骤：

1、理论电路设计

（1）末级功放（1971）设计，采用以下电路

图1

计算C10，L7，C11构成末级匹配网络，C1971上加的是12V电压，发射-集电极饱和压降1V，所以1971输出阻抗Rr=（12V-1V）*（12V-1V）/（2*5W）=12.1Ω。负载为Rc=50Ω。如图：

C11=sqrt(Rc-Rr)/(2*Π*f*Rc*sqrtRr)

=sqrt(50-12.1)/(2×3.14×107500000×50×sqrt12.1)

=6.156/117500000000

=52.4pF

L7=sqrt（Rr(Rc-Rr)）/(2*Π*f)

=sqrt(12.1×(50-12.1))/2×3.14×107500000

=21.415/675000000

=31.72nH

C11可选用5/30P的微调电容加30P的瓷片再加个5P的瓷片并联起来用，这样电容的变化范围为40~65也能通过较大电流不会太发热，C11=52.4pF是在这个范围的。

本人手头上只有0.6MM的漆包线，故采用此线制作本设计中所有空心电感，利用空心电感计算器计算得到，如图：，

图3

可到到L7为5D3TΦ0.6，电感量为49.9291nH。有人就要问了L7应该是31.72nH啊？怎么现在要把线饶成49.9291nH呢？不急，大家听我慢慢道来，在图2中是不是还有个C10没计算啊？我是这样理解的：L7是空心电感调起来不是很方便，而且会弄的很不美观，我们给L7串联个C10就可以变相的来调节L7的大小了，请看下图：

我们可以认为L7是由L7（1）和L7（2）两个电感串联而得到的，令L7（1）=31.72nH，则L7（2）=49.9291-31.72=18.209nH，此处我们只看L7（1）与C11即可构成12.1Ω向50Ω的匹配网络，然而L7（1）是虚拟的，谁能把个电感一绕就饶到31.72nH，神仙恐怕也没这么厉害，我们是凡人，所以我们绕的电感实际植是49.9291nH，则必然多出了L7（2）=18.209nH。我们再看看C10与L7（2）构成的网络，是一个LC串联回路，如果我们使这个式子2*Π*F*sqrt(C10*L7(2))=1成立，也就是L7（2）与C10达到串联谐振，L7（2）与C10组成的回路在107.5MHZ的频率下阻抗为零！这样一来C10加上去后L7是不是就变成了我们要得到31.72PF的要求。

C10=1/(4*Π*Π*F*F*L7(2))

=1/(4×3.14×3.14×107500000×107500000×0.000000018209)

=120.5PF

所以C10可以由5/30P的微调电容加两个51P并联组成。

而L5和L6均为高频厄流圈,理论上是越大越好,而实际L5太大容易自激,所以一般采

5D10TΦ0.6。得到1971后级输出匹配网络的参数,如图：

图5

（2）2053输出与1971之间的匹配网络设计

采用以下电路

图6

R6取10Ω，我也不知道为什么取10Ω，因为很多经典的电路上都取的10Ω，而且我实验过很多次取10Ω很好用。

C8，C9，L4，构成T行匹配网络使2053的输出与1971的输入阻抗匹配。

图7

2053输出功率为0.7W,输出阻抗模为Rr(1)=50Ω,1971输入阻抗（把R7算上）Rc(1)=15Ω

取Q值为3

L4=Q*Rc(1)/2*Π*F

=3×15/（2×3.14×107500000）

=66nH

通过计算器得到如下：

图8

Xc8=Rr*sqrt｛［Rc*(1+Q*Q)/Rr］-1｝

=50×sqrt｛［15×(1+3×3)/50］-1｝

=70.7Ω

所以C8=1/(2*Π*F*Xc8)=20.95pF

Xc9=Rc(1+Q*Q)/(Q-sqrt｛［Rc*(1+Q*Q)/Rr］-1｝)

=150/(3-1.414)

=94.578

所以C9=1/(2*Π*F*Xc9)=15.66pF

C8与C9均选择5/30PF的微调电容。得到下图

图9

这就重点部分的参数计算，下面终结全图：

审核编辑：刘清