为什么毫米波需要不同的DPD方法以及如何量化其价值

作者：Hossein Yektaii, Patrick Pratt, and Frank Kearney

在5G新无线电标准中，毫米波（mmWave）频率，在 除了低于 6 GHz 的频率外，还用于提高吞吐量。用途 的毫米波频率为急剧增加提供了独特的机会 在数据吞吐量方面，同时提出了新的实施挑战。这 文章探讨了sub-6 GHz和毫米波之间的架构差异 基站无线电，特别强调 在这些系统上实施 DPD。虽然数字预失真（DPD）是一种成熟的技术，通常用于sub-6 GHz无线通信 为了提高功率效率，大多数毫米波无线电不使用DPD。 使用原型256元件毫米波阵列，采用ADI波束成型器 和收发器，我们能够证明DPD提高了有效的 各向同性辐射功率 （EIRP） 高达 3 dB。这样可以减少 30% 在数组元素的数量中，相对于没有 DPD 的数组，对于 相同的目标 EIRP。

本文的目的是在传统 sub-6 GHz 宏蜂窝和毫米波基站无线电和天线设计。 它进一步介绍了这些设计差异如何影响DPD实现 在相对于低于 6 GHz 无线电的毫米波阵列中。

介绍

除了减少延迟和提高可靠性外，指数级增长 对更高数据吞吐量的需求一直是最强大的驱动力之一 3GPP 5G NR标准背后的力量。部署4G LTE系统时 在低于 3 GHz 频段中，分配 3 GHz 至 5 GHz 的新频谱 近年来，范围在5G NR中实现了更宽的信道带宽（BW）。 与4G LTE相比，最大信道带宽从 20 MHz 至 100 MHz，频率低于 6 GHz。除了更宽的信道带宽外，多个 发射和接收天线以及最终大规模MIMO技术具有 进一步提高了光谱效率。虽然所有这些改进都有帮助 为了提供更高的数据吞吐量，基本限制（分配的sub-6 GHz频谱量相对较小）继续限制峰值 单个用户的吞吐量小于 1 Gbps。

在5G NR中，3GPP标准历史上首次出现毫米波 24.25 GHz 至 52.6 GHz 之间的频率分配给蜂窝移动 应用。这个新的频率范围被称为FR2，与 低于 6 GHz 的频率称为 FR1。有更大的光谱范围 相对于 FR1，在 FR2 中可用。FR2 中的单个通道可以像 400 MHz，实现前所未有的吞吐量。然而，毫米波的使用 频率给基站 （BS） 带来了新的实现挑战 和用户设备 （UE）。这些挑战中最重要的挑战更高 路径损耗和较低的PA输出功率，使得链路预算介于 基站和UE相当具有挑战性。

BS和UE之间的路径损耗定义为Pl [分贝]= 10日志10 (Pt/Pr），其中Pt和Pr分别是发射功率和接收功率。在可用空间中，收到的 功率是距离和波长的函数，也称为弗里斯公式， 哪里Pr（d，λ） =PtGtGr（λ/4πd）²，以及Gt和Gr是发射器和接收器 天线增益分别。λ 是波长，d 是两者之间的距离 发射器和接收器。在典型的无线通信环境中，由于 通过建筑材料反射附近物体和损失，路径 建模和估计损失要复杂得多。但是，为了了解毫米波频率下与低于6 GHz相比更高的路径损耗，请让 我们假设自由空间传播、相似的天线增益和相等的距离 在 BS 和 UE 之间。使用这种方法，与 28 GHz 时的路径损耗相比 900 MHz 是 10xlog（28000/900）² = 29.8 dB 更高！

低于 6 GHz 频率的 BS 功率放大器输出的情况并不少见 数十瓦的射频功率，效率高于 40%。这是通过 采用高效PA架构，如Doherty和使用 先进的数字预失真技术。相比之下，高度线性类 AB 毫米波 PA 通常输出小于 1 W 的射频功率，并且具有个位数 效率。在毫米波频率下，这些工作条件加剧了 将 BS 和 UE 之间的预算挑战联系起来。解决这两个挑战的解决方案（更大的路径损耗和更低的每PA功耗）是更准确地输送功率 到特定的空间位置。这是使用有源相控阵天线实现的 提供波束成形和波束控制功能。

毫米波 5G 中的天线阵列

天线阵列并不是一个新概念。无源阵列已用于蜂窝 基站天线自GSM部署初期以来，和雷达 系统已经使用它们几十年了。如前所述 部分，毫米波中更大路径损耗和每PA功耗更低的解决方案 频率是使用有源相控阵天线。这是通过放置 阵列中的许多天线元件，而每个元件由低 功率功率放大器。使用更多的元件会增加总辐射功率 阵列，同时增强阵列增益并缩小结果 梁。相控阵天线理论超出了本文的范围。为 有关该主题的更多信息，请参阅由三部分组成的模拟对话 系列，“相控阵天线方向图”。

有源相控阵天线的高成本主要限制了其应用。 到航空航天和国防应用。半导体的最新进展 技术与高度集成相结合，使之成为可能 使有源相控阵天线在5G应用中变得具有商业可行性。 ADI提供有源波束成形器件，集成了16个完整的发射和 带有相关PA和低噪声放大器（LNA）的接收通道，以及 根据路径相位和增益控制以及TDD开关功能。所有这一切 集成在一块硅片上！这些设备的第一代 使用SiGe BiCMOS技术（ADMV4821）实现。进一步提高 电源效率和成本，第二代采用SOI CMOS工艺 （ADMV4828）。这些高度集成且高能效的波束成形器，以及 借助毫米波上变频器（ADMV1017/ADMV1018）和频率合成器（ADF4371/ADF4372），为毫米波提供完整的RF前端解决方案 5G 基站。

在毫米波频率下，天线元件的物理占用空间很小。 例如，28 GHz的简单微带贴片天线通常较小 大于 10 毫米2.因此，许多天线可以放置在相对较小的区域内 以增加收益。假设一个 256 元素的天线阵列，有八行 和16列双极化辐射元件，如图1所示。这 红线和蓝线分别表示+45°和-45°偏振元件。

图1.具有双极化辐射元件的 256 元件天线阵列。

这种天线阵列的总面积，假设天线之间的距离为 λ/2 元素， 是 8（λ/2） × 16（λ/2） = 32λ2.比较 900 MHz 和 28 GHz 天线，900 MHz 阵列的总面积为 3.55 m2，而 28 GHz 阵列 仅 3.67 × 10-3m2—小了近 1000 倍！虽然 256 元素的大小 900 MHz 的天线阵列非常令人望而却步，可以在小于 28 平方厘米的区域内的印刷电路板 （PCB） 上实现类似的 40 GHz 阵列。

开发了28 GHz的256元件双极化毫米波天线阵列 在多层PCB上，使用ADI波束成形器和毫米波上/下变频器。 降低成本并避免天线和天线之间的昂贵/有损互连 无线电、安装在一侧的有源组件和天线元件 在PCB的另一侧。这块板的图片，叫做AiB256 （AiB 代表板中的天线），如图 2 所示。

图2.AiB256的组件侧（16个波束成形器和4个毫米波上/下变频器）。

AiB256 上有 16 个 ADMV4828 SOI 波束成形器芯片，每个芯片提供 16 个 发射和 16 个接收通道，每个通道连接 128 个天线元件 极化，覆盖 26.5 GHz 至 29.5 GHz 的频率范围。每个 64 个相同极化率的天线元件连接到单独的 ADMV1018毫米波上变频器/下变频器。因此，总共四个独立 可以形成梁。AiB256 一半的简化框图为 如图 3 所示。

图3.AiB256 一半的功能框图（未显示所有互连）。

为了获得更高的 EIRP，两组 64 个相同极化的天线元件 可以在IF上组合以产生总共两个波束，带有128个天线 形成每个梁的元素。该板广泛用于支持 内部开发天线校准和DPD算法。

针对 Sub-6 GHz 和毫米波的基站设计

在给定频率和所需覆盖区域设计基站时， 通常指定光束模式和有效各向同性辐射功率 （EIRP） 作为先决条件。900 MHz 的典型宏蜂窝基站由 4Tx/4Rx 无线电单元 （RU） 并连接到外部天线，如图所示 在图 4 中。

图4.一个 900 MHz 基站，带有 4Tx/4Rx 无线电单元和双极化两柱天线。

天线内部有两列交叉极化（±45°红/蓝） 偶 极 子。四个RF端口中的每一个都在一列上馈送一个极化。在此 例如，信号在六个之间以相等的相位和幅度进行分割 相同极化的偶极子。在 垂直方向（柱）在垂直平面上挤压梁（见图4）。 这是可取的，因为大多数UE都低于天线高度。有 通常一定程度的光束向下倾斜以进一步限制小区覆盖范围 区域并避免干扰其他单元格。假设 λ/2 之间的间距 天线元件，半功率波束宽度（发射的角度 相对于波束峰值的功率下降 3 dB）通常 水平面约90°，垂直面小于20°。这 宽光束覆盖典型的 120° 扇区，无需转向即可跟踪 UE 运动。天线高度和宽度为 6 × （λ/2） = 2 米，并且 分别为 2 × （λ/2） = 0.33 米。假设每个偶极子元件的增益为 5 dBi，则每个极化的天线增益约为 10 × log（12） + 5 dBi = 15.8 dBi。如果每个 PA 输出 40 W （46 dBm） 的射频功率，则 EIRP 每 极化为 46 dBm + 3 dB（2 列）+ 15.8 dBi = 64.8 dBm。这个级别的 预计 EIRP 将在几个距离内提供良好的覆盖范围 公里，900 MHz。

现在让我们考虑一下 28 GHz AiB256，每个极化有 128 个天线元件 排列在 8 行和 16 列中，如图 1 所示。假设 λ/2 元件之间的距离和每个元件 5 dBi 增益，整个天线 增益大约计算为 10 × log（128） + 5 dBi = 26 dBi。与 以 900 MHz 为例，天线增益高出 10.2 dB。然而，这来了 以更窄的波束宽度为代价。3 dB 波束宽度在 垂直平面和水平面 6°。这么窄的光束是无法做到的 一次覆盖典型的 120° 扇区。解决方案是首先在 小区覆盖区域，将光束指向它们并跟踪它们在 细胞。5G标准规定了波束采集和跟踪程序， 这超出了本文的范围。要计算此无线电的 EIRP，让我们 假设每个发射路径输出13 dBm的RF功率。每个极化的总功率为 13 dBm + 10 × log（128） = 34 dBm。结合 26 dBi 天线增益， 每个极化的总 EIRP 为 34 dBm + 26 dBi = 60 dBm。在典型的户外部署中 场景，此级别的 EIRP 在 28 GHz 时覆盖长达几百米。

DPD 在 Sub-6 GHz 系统中的价值

5G 和 4G 无线标准基于 OFDM 信号，具有固有的高 峰均功率比 （PAPR）。放大和传输这些信号 高保真度和避免污染相邻通道，必须注意不要 以压缩或削波信号峰值。这需要平均操作 PA 功率水平比其峰值功率能力低 6 dB 至 9 dB。在 中操作 PA 这种深度退避机制导致效率非常低，通常低于10%。

高效 PA 架构（如 Doherty）可在 6 至 峰值功率低 9 dB，但与 AB 类 PA。如果在没有任何线性化技术的情况下部署，它们将无法满足 误差矢量幅度 （EVM） 和相邻通道功率比 （ACPR） 应用程序需要。最流行的线性化技术之一是 DPD，广泛用于sub-6 GHz系统。

Sub-6 GHz 系统要求 EVM 小于 8%，对于 64-QAM 则为 3.5% 和 256-QAM 调制，分别用于 3GPP 标准 38.104。1为了满足这些要求 EVM 要求信号的 PAPR 应保持在 6 dB 至 9分贝。对于 3GPP 标准 38.104，ACPR 通常应小于 –45 dBc。 在前面的示例中，具有 40 W 均方根输出的 900 MHz 4Tx/4Rx 无线电 每个发射器的功率（如果功率放大器要线性区域工作） 为了满足 EVM 和 ACPR 要求，它们的效率通常低于 10%.这意味着四个 PA 中的每一个都消耗超过 400 W 的直流功率 输出 40 W 的射频功率。因此，仅四个 PA 就消耗了超过 1600 瓦！这对尺寸、冷却、可靠性和操作有巨大影响。 收音机的费用（OPEX）。相比之下，将Doherty PA与 波峰因数降低 （CFR） 和 DPD 技术可提高 PA 效率 大于40%。这意味着每个 PA 的直流功耗低于 100 W 输出 40 W 射频功率的功率。无线电中的四个 PA 消耗小于 400 W 直流电源。无线电的其余部分通常消耗不到 50 W 的功率 直流电源。因此，PA功耗占 无线电消耗的总直流功率，即使 Doherty 放大器具有 DPD 和 CFR 部署。

DPD在毫米波阵列中的实现和价值

在 AiB256 中，有 256 个发射和接收链能够产生 两个或四个波束，每个波束中部署 128 或 64 个 PA。像 sub-6 GHz 系统，毫米波频段的 EVM 要求分别为 8% 和 3.5% 分别为 64-QAM 和 256-QAM 调制。但是，ACPR 要求 毫米波的严格程度远低于 6 GHz;对于 28 GHz，它们是 28 dBc 频段和 26 dBc 用于 3GPP 标准 38.104 中的 39 GHz 频段。

ADMV4828波束成形器中的每个AB PA类可提供21 dBm的峰值功率。 在ADMV4828上以大约12 dBm rms的输出功率工作PA 为峰值功率留出 9 dB 裕量，并产生 EVM 和 ACPR 正在实现的要求。输出功率为 12 dBm （16 mW） 时，每次发射 链消耗约300 mW的功率，效率为5%。一些 的功率在传输链中被可变移相器消耗 这是波束成形所必需的。每个接收路径，包括变量 移相器消耗约125 mW直流功率。

根据上述功率数字，很明显PA功率的份额 毫米波无线电的功耗相对于总直流功耗 与低于 6 GHz 的无线电相比要小得多。这就提出了一个问题 毫米波无线电是否仍然可以从DPD中受益？

要回答这个问题，需要提出一个合适的DPD架构 毫米波。DPD实现从sub-6 GHz系统轻松扩展 毫米波需要围绕每个PA的DPD环路。在我们的 AiB256 示例中， 这意味着 256 个 DPD 环路！显然，实现256 DPD环路非常 昂贵且耗电。由于每个PA输出少量功率 （典型值为12 dBm），DPD下的整体系统效率很可能小于 不带 DPD 的系统。

幸运的是，这个问题有一个优雅的解决方案。AiB256可以推出一个 最多四个光束，每个光束中使用 64 个 PA（图 3）。这意味着每个 PA获得与其他63个PA相同的信号，除了相对相移 应用于波束转向。如果单个 DPD 环路环绕群集 64 个 PA，那么整个 AiB256 阵列总共只需要四个 DPD 环路。 本质上，DPD环路缠绕在每个光束周围，而不是每个PA。 我们将其称为阵列 DPD，以将其与 sub-6 GHz DPD 区分开来，后者具有 每个PA的专用DPD环路。

观测接收器必须“观察”光束的视线，其中 来自所有PA的信号同相添加，因此可以校正由 64个PA的累积远场聚合。我们的早期评估使用 远场喇叭天线作为DPD观测接收器，并证明了单个DPD环可以缠绕在梁上 以改进 EVM 和 ACPR。未来的ADI产品可能包括集成的 用于简化DPD实现的观察路径。

DPD设置使用内置CFR和DPD的ADRV9029集成收发器 支持高达 200 MHz 带宽的信号。未来的ADI收发器将 支持至少 400 MHz 的带宽和 DPD。

我们的分析发现，毫米波阵列DPD可以提高波束EIRP。 在 26.5 GHz 至 29.5 GHz. 优化波束成形器的输出匹配和偏置设置 在特定频率下可产生高达 13 dBm rms 的输出功率，而 维护 EVM 和 ACPR 规范。但是，无法维护 这种性能水平在宽频率范围和多个单元上。 或者，如果满足适当的条件（饱和功率水平 的 PA 保持在 21 dBm 以上），使用 DPD 始终如一地实现 整个目标频段的输出功率超过 14 dBm。

指定毫米波阵列时，每个波束的EIRP是核心要求。如果 每个元件的功率相对较小，需要很多元件才能实现 目标 EIRP，这反过来又增加了成本、功率和大小 数组。阵列中部署的元件越多，产生的光束就越窄。 较窄的光束并不总是可取的;他们使光束指向和 跟踪移动用户更具挑战性。图 6 中的图说明了如何 所需元件的数量和阵列直流功耗的变化 作为DPD从0 dB提高到3 dB的函数，同时保持目标 EIRP 为 60 dBm。

图6.所需元件数量和直流功率作为DPD改进的函数。

如果通过应用 DPD 实现了 3 dB 的 EIRP 改进，则所需的数量 元件减少近30%，功耗下降约30% 20%.与我们的sub-6 GHz示例相比，应用DPD可以降低 PA的功耗是4倍，在毫米波中节能 数组没有那么重要。但是，在毫米波的情况下，我们得到了一个额外的 红利，因为元素数量的减少 30% 代表 大大节省了阵列硬件的成本和尺寸。在未来，它 可以在毫米波波束成形器中使用更高效的PA架构来 通过DPD进一步提高电源效率。

结论

5G毫米波阵列中的DPD实施带来了新的挑战 低于 6 GHz 的频率。在梁周围缠绕DPD环，而不是 形成波束的单个PA使阵列DPD可行且有益。我们 分析表明，在提高产量方面有切实的好处 功耗、系统节能和硬件减少。但是，我们会 敦促注意：毫米波DPD在其应用和评估中都需要 从与传统的sub-6 GHz不同的角度看待。如 毫米波PA架构成熟，定位可能会改变，但就目前而言，我们 需要重塑DPD的应用以及我们对收益的定位。

审核编辑：郭婷