如何选择升压稳压器/控制器IC并使用LTspice选择外设元件

为升压稳压器选择IC的过程与为降压稳压器选择IC的过程不同，后者的主要区别在于所需的输出电流与稳压器IC数据手册规格的关系。在降压拓扑中，平均电感电流与负载电流基本相同。升压拓扑则不是这种情况，升压拓扑需要基于开关电流进行计算。本文介绍了升压稳压器IC（带内部MOSFET）或控制器IC（带外部MOSFET）的选择标准，以及如何使用LTspice选择合适的外设元件来完成升压功率级。®

为什么开关电流很重要

输入和输出电压是多少？这是选择降压（降压）或升压（升压）DC-DC转换器时要问的第一个问题。第二个问题：满足预期负载所需的输出电流是多少？尽管降压和升压的输入和输出问题相同，但选择合适的IC以满足输入和输出要求的过程在降压和升压之间却大不相同。如果比较降压IC的选择表与升压IC的选择表，则升压的选择过程与降压的选择表是显而易见的。图1显示了某些内部电源开关降压转换器的选型表。可以看出，输出电流作为主要选择参数之一计费。

图1.内部电源开关降压选择表显示输出电流作为选择参数。

比较图1（内部电源开关降压选择表）和图2（内部电源开关升压选择表）。在升压表中，输出电流甚至不显示为选择参数，而是为开关电流让路。

图2.开关电流在升压转换器IC的选择表中显示为参数，而不是输出电流。

升压不遵循相同规则的另一个线索是：升压的数据手册标题对电流有一个微妙但重要的陈述。例如，图3显示了LTC3621单芯片降压转换器数据手册的首页，其中最大V为17 V在和 1 A 连续负载能力被突出显示。

图3.LTC3621降压型稳压器数据手册首页显示了最大典型工作电压和电流。

相比之下，LT8330单芯片升压的数据手册标题说明了开关（内部功率MOSFET）的最大电压（60 V）和电流（1 A），而不是负载电流和输入电压的典型最大值。

图4.LT8330升压稳压器IC数据手册首页显示了最大功率开关能力。

您还可以看到，对于升压，3 V至40 V的输入电压范围与60 V最大开关电压不同。

那么，为什么会有差异呢？在降压稳压器中，平均电感电流大约等于输出（负载）电流，而在升压拓扑中，情况并非如此。让我们通过检查升压拓扑与降压的比较来了解原因。

图5显示了异步升压拓扑的简化原理图，图6显示了异步降压拓扑的简化原理图。两者的D模块是驱动功率MOSFET的PWM信号，开关周期的占空比由输入和输出电压比决定。在本文中，为了简单起见，我使用了无损连续导通模式（CCM）方程，因为它们提供了足够接近的结果。

图5.异步提升。

图6.异步降压稳压器简化原理图

通过使用LTspice，我们可以清楚地看到两种不同拓扑的输入和输出电流之间的差异。图7显示了降压转换器的基本开环设计，将12 V输入转换为3.3 V输出，为阻性负载R1提供1 A （3.3 W）。PWM D 模块由浮动电源 V2 实现，因为我们需要 V门> V源建立 N 沟道 MOSFET M1 的导通。V2用作PULSE电压源，以实现0 V至5 V脉冲，该脉冲从仿真的时间0开始，在5 ns内从0 V转换到5 V，并在5 ns内再次回升，T上550 ns，而 TP（全开关周期）等于 2 μs。

图7.降压稳压器开环拓扑，在1 A电流下将12 V转换为3.3 V，设计功率约为3 W。

运行图7所示电路的仿真后，可以探测L1和R1的电流。L1中的电流具有三角形，因为它根据T的时序切换M1而进行充电和放电上、时间 M1 打开，T关闭，则为 M1 关闭的时间。

L1 电流以 500 kHz 开关频率切换。我们可以看到电感电流是交流+直流波形。它从最小值 0.866 A（T 的末尾）转换关闭） 的最大值为 1.144 A（T 结束上).当交流信号寻找阻抗最小的路径时，电流的交流部分流过输出电容C2的ESR。这种交流电以及C2的充电和放电会产生输出电压纹波，而直流电流经R2。

比较负载电流上方和下方形成的电感电流的三角形形状，我们可以看到它们是相等的，简单的代数计算表明：

平均电感电流等于负载电流。

图8.降压拓扑—电感电流和负载电流仿真示例。

搜索降压稳压器IC时，可以安全地假设数据手册显示最大允许输出电流，如I在≈ I外，但升压拓扑并非如此。

让我们看一下图9，其中显示了3.3 V输入至12 V输出的开环升压设计，电流为0.275 A，约3.3 W。在这种情况下，平均电感电流是多少？

图9.升压拓扑：3.3 V至12 V，约3.3 W。

在图10中，输出电流为291 mA，I（R2）时的直流走线，接近计算值。仿真负载电流为291 mA，仿真结果表明电感电流的平均值为945 mA，峰值大于1 A。这是输出电流的3.6倍以上。T期间上—M2 导通的时间，L2 两端的电压为 V3 —电感从其最小值充电到最大值。T期间上，D2关断，负载电流由输出电容提供。

图 10.LTspice仿真结果，在0.275 A时从3.3 V升压至12 V。

T期间上，电感与 MOSFET 串联，因此流过输入电感的任何电流都会流过开关。因此，数据手册规定了可以流过开关的最大电流，I西 南部.在为新设计选择升压IC时，应该知道通过开关（和电感）的预期最大电流。

图 11.T期间的原理图上：M2 打开，V3 与 L2 并行，D2 关闭。

例如，为以下应用使用升压稳压器：

V在= 12 V

V外= 48 V

我外= 0.15 A

选择正确的升压稳压器需要找到平均输入电流，因为这是T期间流过电感器和MOSFET的电流上.要找到此电流，请根据输出功率和效率从输出反向工作到输入：

P外= V外× I外= 48 V × 0.15 A = 7.2 W

假设效率为0.85（如果存在与所需设计具有相似输入和输出参数的效率曲线，则使用数据手册）。

P在= P外/效率 = 7.2 W/0.85 = 8.47 W

我在_AV = 平均输入电流。这是导通时间内流入电感和开关的平均电流，由P在/V在= 8.47 W/12 V = 0.7 A。

再一次，我在是平均电感电流，最大峰值电流将比I高1.15至1.20在，允许 30% 至 40% 的纹波电流。所以，我峰= I在× 1.2 = 0.7 A × 1.2 = 0.847 A。

V西 南部、晶体管最大允许电压和占空比限制

通常 V在IC的范围在数据手册中指定——推荐范围和绝对最大值。数据手册中表示，带有内部电源开关的升压稳压器可能提供的最高输出电压为其最大V西 南部额定值。如果使用带有外部 MOSFET 的升压控制器作为电源开关，则 MOSFET 的数据手册中标明为 VDS额定值是限制最大输出电压的因素。

例如，LT8330升压稳压器的输入电压范围为3 V至40 V，绝对最大开关电压为60 V，固定开关频率为2 MHz。虽然绝对最大60 V开关电压额定值使器件能够产生升压输出至60 V，但最佳做法是保持低于此电压至少2 V。

输出电压也受占空比的限制。最大和最小占空比可能在数据手册中，也可以计算。使用LT8330将12 V转换为48 V，对于CCM，省略二极管压降以获得高转换比，占空比根据输入和输出电压计算：

D = （VO– V在）/VO= （48 V – 12 V）/48 V = 0.75 或 75%

检查IC是否能够在所需的占空比下工作。

IC最小占空比由下式给出：

D最低= 最小 T开（最大）× fSW（最大）

IC最大占空比由下式给出：

D.MAX= 1 –（最小值 T熄灭（最大）× fSW（最大）)

最小 T上和最小 T关闭可在数据手册的电气特性表中找到。使用表的最小值、典型值和最大值列中的最大值。使用 LT8330 的公布值和最低和 D.MAX方程结果为 D最低= 0.225 和 D.MAX= 0.86。从结果中，我们可以看到LT8330应该能够将12 V转换为48 V，因为设计要求占空比为0.75。

了解使用LTspice的外设应力

图12所示原理图实现了之前介绍的设计理念，LT8330采用12 V输入至48 V输出转换器，支持150 mA负载。

图 12.LT8330用于12 V至48 V转换器，负载电流为150 mA。

通过LTspice仿真，我们可以绘制和测量许多参数。图13描述了那些可以帮助您选择IC的方法。

图 13.LTspice中图形查看器上的开关节点图。

V西 南部和占空比

运行仿真后，您可以将 SW 节点行为视为波形，以了解开关在开关周期内存在的电压。为此，请将鼠标悬停在 SW 节点上，使十字光标变为红色电压探头。单击以在波形查看器上绘制开关节点行为。得到的曲线对应于内部功率MOSFET的漏极。

正如预期的那样，当MOSFET导通时，电压电位接近地，但更重要的是，在T期间关闭，MOSFET 关断，漏极电压受输出电压加二极管压降的影响。现在我们知道 V 的压力是多少了DS的场效应管。如果我们选择使用外部MOSFET作为电源开关的控制器设计，我们应该选择具有V的MOSFETDS额定电压为 60 V。

在LTspice波形查看器中，可以使用光标进行水平和垂直测量，类似于示波器上的光标。要调用光标，请单击LTspice波形查看器中的V（sw）标签。这会将第一个游标附加到跟踪，再单击一次将第二个游标附加到同一迹线。或者，右键单击标签并选择所需的光标以显示给定的探测迹线。使用这些光标，您可以测量 T上并计算占空比，由 T 给出上/时期。

图 14.测量 T上以验证估计的占空比。

T时期= T上+ T关闭= 1/f西 南部.早些时候，我们计算出这是75%或0.75。使用LTspice，我们得到大约373 ns。LT8330使用2 MHz的固定开关频率，因此P= 1/2e6 = 500 ns，因此占空比为 373 ns/500 ns = 0.746。

通过电感器的峰值电流和电压

要为您的升压应用选择电感器，您需要知道电感器是否可以处理它将面临的电流和电压，即峰值电感电流和 T上和 T关闭电压。这也可以在LTspice中使用差分探头进行估计。要对电感进行差分探测，请将鼠标悬停在IN节点上，十字光标将变为红色探头。单击鼠标并将其拖动到 SW 节点。光标颜色变为黑色。在第二个节点上时松开。

在图15中，在电感两端对节点IN和SW之间的电压进行差分探测。T期间上，MOSFET 导通，因此电感的右侧靠近地电位，而左侧位于 V 处在，使电感两端的电压在T期间为12 V上.T期间关闭MOSFET 关闭，电感的右侧为 48 V，而左侧为 V在，如在 T 期间上.因为差分探头减去V西 南部从 V在，结果为 –36 V，但符号无关紧要（目前）。重要的是电感在12 V和36 V之间变化。

图 15.稳态下通过电感器的电压和电流。

T期间上，电感两端的电压绘制一个正di/dt，即蓝色I（L1）图的斜率。此跟踪的最大点为 I峰，计算为 0.847 A。 使用 LTspice，我们可以看到峰值电流约为 866 mA。

图 16.测量电感峰值电流。

为了正确选择具有足够额定电流（IR）和饱和电流（I坐).IR更多的是在规定的电流下产生多少热量，而I坐适用于调用短路保护的事件。如果使用具有内部 MOSFET 的稳压器，（I坐>稳压器电流限制），如果控制器与外部MOSFET一起使用，则（I坐>峰值电感值），当触发电流限制时。

需要注意的是，此处描述的升压拓扑对电感或二极管没有电流限制。如果未使用开关，或者IC关闭，则输入到输出之间有一条直接路径。有些 IC 可提供额外的保护功能，例如停机模式中的输出断开、浪涌电流限制，以及解决这种直接输入至输出连接的其他功能 — 例如，LTC3122 和 LTC3539。

为了提高效率，应使用具有低DCR（直流电阻）和低磁芯损耗的电感器。电感数据手册中注明了特定温度下的DCR——它随温度升高并具有容差。直流损耗可以通过P轻松计算INDUCTOR_LOSS= IIN_AV² ×DCR，而交流损耗和磁芯损耗可以在制造商的仿真或其他文档中找到。LTspice可以集成功率来计算相关的功率损耗。为LTspice提供电感记录的DCR和其他已知寄生参数可提高LTspice仿真精度。

通过二极管的电流和电压

图17显示了二极管V两端的仿真差分电压软件，输出、二极管正向电流 I（D1） 和电感电流 I（L1）。当开关打开时（在 T 期间上），阳极接近地，阴极处于输出电压，因此二极管反向偏置并暴露在其最大电压下，即V外.选择具有V的二极管RRM（最大峰值重复反向电压）高于V外是第一个标准。

图 17.二极管电压和电流以及电感中的电流。

一旦 MOSFET 关闭，电感的峰值电流就会流过二极管，在 T 开始时关闭周期，因此二极管峰值电流与电感峰值电流相同。二极管数据手册包括一个名为I的参数FRM，在持续时间和占空比处指定的重复峰值正向电流。该参数通常高于二极管可以提供的平均电流。

仿真完成后，LTspice可以在波形查看器中集成任何波形，以产生均方根和平均值，并且通过相同的测量方法，产生二极管将面临的平均电流。首先，放大要积分的波形部分 - 缩放可以有效地设置积分边界。在这种情况下，您希望缩放以覆盖大量稳态周期（不是启动或关闭）。要设置集成边界，请在稳定状态时间段上拖动并将鼠标悬停在图表名称上。例如，图18所示的积分结果涵盖0.75 ms，或超过一千个周期。光标变为手形图标。按 CTRL 键并单击以调用波形查看器的积分窗口。

图 18.稳态二极管电流积分提供IF（AV）和I（RMS）值

图18所示的积分对话框显示通过二极管的平均电流，为150 mA。这应该小于二极管数据手册中的IF（AV），最大平均正向电流，通常在特定的外壳温度下说明。

二极管功耗

二极管的功耗也可以从仿真中计算出来。二极管数据手册指定P托特（总功率），即 25°C 时的总功耗，以及 RTH（结温到环境热阻）。在LTspice中，通过将鼠标悬停在二极管上，可以在波形查看器上显示功耗;将鼠标悬停在分立元件或电压源的主体上时，鼠标光标将变为电流探头。按 ALT 键将光标更改为温度计，然后单击以显示二极管上的模拟功耗。放大稳态操作以使用与前面描述的二极管电流积分相同的步骤对波形进行积分。二极管功率处理包括二极管两端的电压和流过二极管的电流。

图 19.对二极管耗散的功率进行积分，以产生平均功耗。

二极管具有一些在其导通期间充电的电容。当二极管不再导通时，必须释放累积的电荷。这种阻尼电荷移动会导致功率损失，因此建议选择低电容值。该电容值随二极管的反向电压而变化，二极管数据手册应包括显示此效应的图表。该内部电容通常在二极管数据手册中显示为Cd并在LTspice数据库中作为C乔.

使用低电容二极管可放宽对最大反向恢复电流的要求，从而提高效率。图20显示了关于恢复电流的注意事项。反向恢复中固有的功耗留给读者练习。

图 20.二极管放电处的反向恢复尖峰原因。较低的值意味着较低的功率损耗。该电容随电压而变化。（a） 二极管反向恢复电流尖峰。（b） 放大二极管反向恢复电流尖峰。

结论

选择升压IC时，从输出开始。从所需的输出电压和负载电流逆向工作以找到输入功率，同时考虑效率。由此，确定平均和峰值输入电流值。在升压中，电感中流动的平均电流高于负载电流，使得IC选择过程与降压选择过程不同。为升压转换器选择额定值合适的元件需要了解稳压器峰值以及平均电压和电流，这可以使用LTspice确定。

审核编辑：郭婷