您真的能从运算放大器获得ppm精度吗

工业和医疗设计不断推动提高产品的准确性和速度。模拟集成电路行业总体上跟上了速度要求，但在精度要求方面却落后了。1 ppm精度系统正在向发展，尤其是现在1 ppm线性ADC正变得越来越普遍。本文介绍运算放大器精度限制，以及如何选择少数几款精度为1 ppm的运算放大器。我们还将讨论对现有运算放大器限制的一些应用改进。

准确性与数字有关：系统与预期数值的接近程度。精度是关于以数字表示的数值的深度。在本文中，我们将使用精度作为术语，包括系统测量的所有限制，例如噪声、失调、增益误差和非线性。许多运算放大器在ppm级时有一些误差项，但没有一个运算放大器在ppm级时具有所有误差。例如，斩波放大器可以提供ppm级失调电压、直流线性度和低频噪声，但它们在频率下存在输入偏置电流和线性度问题。双极性放大器可以提供低宽带噪声和良好的线性度，但其输入电流仍会导致电路内误差（因此，我们将使用术语应用来表示在线误差）。MOS放大器具有出色的偏置电流，但在低频噪声和线性度方面通常存在缺陷。

在本文中，我们将传递函数中1 ppm非线性的粗略等价性用作谐波失真的–120 dBc失真。

非 ppm 放大器类型

让我们讨论一下我们拒绝的放大器类型，因为它不是高度线性的。线性度最低的是所谓的视频或线路驱动器放大器。这些宽带放大器具有可怕的直流精度：偏移在几毫伏和偏置电流在1 μA至50 μA范围内，并且通常具有较差的1/f噪声。直流时的预期精度为0.3%至0.1%，但交流失真范围为–55 dBc至–90 dBc（线性度为2000 ppm至30 ppm）。

下一类是较旧的经典运算放大器设计，如OP-07，它们可能具有高增益、CMRR和PSRR，以及良好的失调和噪声，但无法实现优于–100 dBc的失真，尤其是在1 kΩ或更重的负载下。

然后是便宜的放大器，无论是新的还是旧的，当负载超过10 kΩ时，它们不能达到–100 dBc的最佳温度。

有运算放大器的音频放大器类。它们相当便宜，而且它们的失真可能非常好。但是，它们不是为提供良好的偏移或良好的1/f噪声而设计的。它们也无法提供超过 10 kHz 的失真。

有些运算放大器旨在线性支持MHz信号。它们通常始终是双极性的，并且具有较大的输入偏置电流和1/f噪声。该应用领域的性能更像是–80 dBc至–100 dBc，而这些运算放大器的ppm性能并不实用。

电流反馈放大器也无法支持深度线性度，甚至不能支持适度的精度，无论其压摆率有多宽或多大。它们的输入级有一堆误差源，没有太多的增益、输入或电源抑制。电流反馈放大器还具有热漂移，可大大延长精细建立时间。

然后我们有现代通用放大器。它们通常具有1 mV失调和1/f微伏噪声。它们支持 –100 dBc 失真，但在重载时通常不支持。

运算放大器误差源

图1所示为添加了交流和直流误差源的简化运算放大器框图。拓扑结构为单极点放大器，输入功率为 gm驱动缓冲为输出的增益节点。虽然有许多运算放大器拓扑，但所示的误差源适用于所有拓扑。

图1.简化的运算放大器和误差源。

输入噪声

我们有一个输入噪声电压V噪声具有宽带和 1/f 光谱内容。如果噪声的幅度与系统LSB相似或更大，则无法准确测量信号。例如，如果我们有6 nV/√Hz宽带噪声和100 kHz系统带宽，则输入端的噪声为1.9 μV rms。我们可以将这种噪声滤除：例如，将带宽降至1 kHz，噪声降至0.19 μV rms，或约1 μV p-p（峰峰值）。频域中的低通滤波会降低噪声幅度，ADC输出随时间推移的平均值也会降低。

然而，1/f噪声实际上无法滤除或平均，因为它太慢了。1/f噪声通常以0.1 Hz至10 Hz频谱中产生的峰峰值电压噪声为特征。大多数运算放大器的低频噪声在1 μV p-p至6 μV p-p之间，因此不适合直流精度ppm电平，尤其是在提供增益时。

图 2 示出了一款良好的高准确度放大器 LT1468 的电流和电压噪声。

图2.LT1468 输入电压和电流噪声。

在图1的输入端，我们还有偏置电流噪声源I噪音+和我噪声–.它们包含宽带和 1/f 光谱内容。我噪声与应用电阻相乘，成为更多的输入电压噪声。通常，两个电流噪声是不相关的，不会在输入电阻相等时抵消，而是以均方根方式加法。很多时候我噪声应用电阻超过 V 的次数噪声在 1/F 区域。

输入共模抑制和失调误差

下一个错误源是 VCMRR.这体现了共模抑制比规范，其中失调电压相对于两个电源轨（所谓的共模电压，V厘米).使用的符号表示箭头处的供应相互作用，穿过它的分段线表示它是可变的，但可能不是线性的。CMRR对信号的主要影响是线性部分与增益误差无法区分。非线性部分将是失真。图 3 显示了 LT6018 的 CMRR。添加的线在曲线发散为过载之前与 CMRR 曲线的极值点相交。该线的斜率给出CMRR = 133 dB。每 30 V 量程，CMRR 曲线与完美线仅相差约 0.5 μV，这是一个非常成功的亚 ppm 输入。其他放大器可以具有更大的曲率。

图3.LT6018 输入失调电压与 V 的关系厘米.

失调电压（V操作系统） 将在此处归入 CMRR。斩波放大器的输入失调低于10 μV，相对于2 V p-p至10 V p-p的典型信号，接近单ppm误差。即使是最好的ADC，通常也有高达100 μV的失调。因此，失调的责任并不在于运算放大器;无论如何，系统必须自动归零。与输入信号的共模电平相关联的是ICMRR，这是输入偏置电流及其随电源的变化。虚线表明偏置电流随电压变化，也可能不是线性的。有四个我CMRRs，因为两个输入都可以具有独立的偏置电流和电平依赖性，并且因为两个电源独立地改变每个输入。I的电路效应CMRRs（总和形成偏置电流）是乘以应用电路电阻以增加整个电路偏移。图 4 显示了 LT1468 的偏置电流与 V 的关系厘米（我中新公路货运规范）。添加的线所示的斜率为~8 nA/V，使用1 kΩ应用电阻时为8 μV/V，或低ppm误差。与直线的偏差约为15 nA，在1 kΩ应用环境中，在26 V量程内产生15 μV误差，或0.6 ppm非线性。

图4.LT1468 输入偏置电流与 V 的关系厘米.

输入级失真

图1显示了输入级，它通常是由一对差分晶体管制成的转导体。图5顶部显示了各种差分放大器类型的集电极或漏极电流与差分输入电压的关系。我们仿真一个简单的双极性对，一个我们称之为聪明双极性的跨导线性电路，一个亚阈值（即非常大的）MOS差分对，一个带有发射极电阻的双极对（在图5中退化），以及一个较小的MOS对，工作在亚阈值区域并进入其平方律状态。所有差分放大器均采用100 μA尾电流进行仿真。

图5.各种差分放大器的输出电流和跨导与输入电压的关系。

在我们显示跨导与V之前，没有很多信息是显而易见的在，如图 5 底部所示。跨导（gm） 是输出电流相对于输入电压的导数，由 LTspice 仿真器生成。语法必须 d（） 在数学上等于 d（）/d（V®INP).g的非平整度m是运算放大器在频率下的基本失真机制。

直流时，运算放大器的开环电压增益为~gm（建议1||R2），假设输出缓冲器增益大约为单位。R1和R2表示信号路径中各种晶体管的输出阻抗，每个晶体管都连接到电源轨或其他电源轨。这是运算放大器增益有限的基础。R1 和 R2 不保证是线性的;它们是空载失真或非线性的原因。除了线性度之外，我们需要接近或超过100万的增益才能获得ppm增益精度。

观察标准双极曲线，我们看到它具有该组中最大的跨导，但当输入从零伏移动时，跨导会迅速消失。这是值得关注的——线性度的基本要求是恒定增益或gm.另一方面，谁在乎放大器电压增益如此之高，以至于差分输入只会随着输出移动伏特而移动微伏？是时候介绍 C 语言了比较.

C比较（C 的平行线康普和 C康普姆） 吸收大部分 gm的输出电流随频率变化。它设置放大器的增益带宽积（GBW）。GBW确定，在频率f下，放大器将具有GBW/f的开环增益。如果放大器在f = GBW/10时输出1 V p-p，闭环增益为+1，则输入之间的峰值为100 mV p-p。这是平衡的±50 mV。请注意，图5所示的标准双极性曲线在±50 mV时损失了约一半的增益，保证了巨大的失真。然而，聪明的双极仅损失了13%的收益，亚阈值MOS损失了26%，退化的双极损失了12%，平方律MOS损失了15%。

图6显示了输入级的失真与幅度的关系。这将出现在应用电路的输出端（乘以噪声增益）。您可能会得到比这更多的输出失真，但不会更少。

图6.输入级的总谐波失真与差分输入电压的关系。

排除巧妙的双极性级，差分放大器显示失真与输入的平方成正比。在单位增益应用中，输出失真贡献等于输入失真。这是大多数运算放大器的主要失真源。

考虑具有双极性输入的单位增益缓冲器。对于 V 的输出外峰峰值伏特，输入差分信号为

我们估计

和

其中 G噪声是应用的噪声增益。

1 ppm的非线性度相当于–120 dBc谐波失真，即0.0001%。假设放大器具有双极性输入级、15 MHz GBW，输出5 V p-p作为缓冲器，公式2告诉我们，该线性度的最大频率仅为548 Hz。这假设放大器在较低频率下至少是线性的。当然，当放大器提供增益时，噪声增益增加，–120 dBc频率下降。

亚阈值 MOS 输入级支持 –120 dBc 高达 866 Hz、平方律 MOS 高达 1342 Hz 和退化双极性高达 1500 Hz。 聪明的双极性不遵循失真预测，必须从数据手册中获取估计值。

我们可以使用更简单的公式

其中K是从运算放大器数据手册的失真曲线中找到的。

作为旁注，有许多运算放大器具有轨到轨输入级。大多数从两个独立的输入级获得这种能力，这两个级在输入共模范围内从一个级切换到另一个级。这种关断会产生失调电压的变化，并可能偏置电流、噪声甚至带宽。它基本上也会导致输出端的开关瞬变。如果信号穿过交越区域，这些放大器不能用于低失真。但是，反转应用程序可能会起作用。

我们还没有讨论过压摆增强型放大器。这些设计不会在大差分输入时耗尽电流。不幸的是，小差分输入仍然会导致g的变化m与所讨论的输入幅度相似，并且低失真仍然需要较大的频率环路增益。

由于我们正在寻找ppm级失真，因此我们不会在接近其压摆率限制的任何地方操作放大器，因此，奇怪的是，压摆率不是ppm频率线性度的重要参数，只是GBW。

我们已经讨论了通过单极点补偿设计建模的开环增益。并非所有运算放大器都能以这种方式进行补偿。通常，开环增益取自数据手册曲线，GBW/（G噪声× f信号）中的公式是频率上的开环增益。

增益节点误差

图 1 中接下来要讨论的项目是 R1 和 R2。这些电阻以及输入 gm，使放大器的开环直流增益为 gm× （R1||R2）。这些电阻是用原理图中的可变和非线性删除线绘制的。这些电阻的非线性体现了放大器的空载失真。此外，R1注入来自正电源的影响，使得直流正电源抑制比（PSRR+）大约等于gm× R1。类似地，R2负责PSRR-。请注意，PSRR在幅度上几乎等同于开环增益。C康普和 C康普姆向R1和R2注入类似的电源信号;他们设置PSRR+和PSRR-频率。

放大器可能具有适度增益（<<106）可以是相当线性的，但适度的增益会限制增益精度。

电源端子可能是失真的来源。当输出级驱动重负载时，该负载电流从其中一个电源流出。在频率下，远距离电源可能几乎没有远程调节，因此运算放大器的旁路电容是真正的电源。旁路电容器两端的电源电流下降。这些压降取决于ESR、ESL和电抗，并引起电源干扰。由于输出为AB类，因此只有一半的输出电流波形调制电源，从而产生均匀的谐波失真。频率范围内的PSRR会衰减电源干扰。例如，如果我们观察到50 mV p-p电源干扰，并希望PSRR引起的输入干扰小于5 μV p-p，则信号频率下的PSRR需要80 dB。估计PSRR（f）~Avol（f），具有15 MHz GBW的放大器在低于1500 Hz的频率下将具有足够的PSRR。

输出级失真

图 1 中的最后一项是输出级，它被视为此讨论的缓冲区。典型的输出级传递函数如图7所示。

图7.不同负载下输出缓冲器的传递函数。

对于不同的负载，我们看到四种类型的误差。第一个是削波：虽然这个假设的输出级标称增益为1，但它并不是一个轨到轨输出级。即使是空载输出，在本例中，每个电源轨也削波100 mV。随着负载的增加，输出在连续较低的电压下削波（负载电阻降低）。显然，削波是失真的灾难，必须减小输出摆幅以避免失真。

下一个误差是增益压缩，我们将其视为信号极端传递函数的曲率。随着负载的增加，压缩发生在较早的电压下，并且与削波一样，在这种状态下通常不会出现ppm级失真。这种压缩通常是由于一个小的输出级难以输出所需的电流。一个好的经验法则是，放大器提供的线性、未压缩的最大输出电流仅为输出短路电流的35%左右。

另一个明显的失真来源是V周围的交叉区域在= 0。卸载时，交叉扭结可能不明显，但随着负载的增加，我们得到类似于绿色曲线的夸张扭结。消除交越失真通常需要稳定的电源电流。

最后一个扭曲更难察觉。由于放大器电路的某些位输出正电压和电流，而其他位用于负信号，因此无法保证它们具有相同的增益，尤其是在负载时。图7显示了加载时负信号的增益较小。

所有这些失真都通过环路增益来降低。如果输出级失真为3%，则需要30，000的环路增益才能达到–120 dBc电平。当然，这种情况发生在GBW/（30，000 × G的频率以下。噪声），对于 15 MHz 放大器，通常在 1 kHz 范围内。

一些输出级的失真与频率有关，但许多不是。开环增益抑制输出级失真，但增益随频率下降。如果输出失真随频率恒定，则增益损耗会产生随频率线性增加的输出失真。同时，输入失真会导致总输出失真随频率增加。在这种情况下，输入失真可能会主导总闭环输出失真，从而掩盖输出级失真的贡献。

另一方面，如果输出级失真确实随频率线性变化，则下降环路增益会产生另一种输出失真，该失真随频率平方而变化，与输入失真相辅相成且无法区分。

低功耗运算放大器通常具有静态电流较低的匮乏输出级。这些放大器的输出级很可能主导输出失真，而不是输入级。确实，至少需要2 mA电源电流才能构成低失真运算放大器。

ppm级精度所需的规格

在实际的电平转换、衰减/增益和有源滤波器电路中，我们对放大器有一些基本的运算放大器要求，该放大器在1 kΩ环境中工作时支持±5 V信号，并实现表1所示的1 ppm线性度。

表 1.ppm精度所需的运算放大器误差和幅度列表

特征	大小	评论
V噪声	<6 nV/√Hz	宽带输入电压噪声
V噪声0.1 赫兹至 10 赫兹	<1 ppm， p-p re.满量程	低频输入电压噪声
我噪声	<6 pA/√Hz	宽带输入电流噪声
我噪声0.1 赫兹至 10 赫兹	<10 nA， p-p re.满量程	低频输入电流噪声
V操作系统	<200 μV	输入失调电压;通常进行数字校正
CMRR	>100分贝	输入共模抑制比;<10 ppm 增益误差
共模抑制线性度	>120分贝	CMRR的曲率
我偏见	<200 nA	输入偏置电流;乘以 1 kΩ 电阻，
我偏见与 V厘米（一中新公路货运)	<10 毫安/伏	乘以1 kΩ电阻，增益误差小于10 ppm
我偏见与 V厘米线性	<1 nA 至 5 nA	倍以 1 kΩ 电阻，小于 1 ppm re。满量程
PSRR	>90 dB，带宽	电源抑制比;<1.6 μV操作系统每 50 mV 电源变化的换档
英镑	>1000×信号带宽	增益带宽积;通常是低失真所必需的
线性输出电流	>15毫安	通常是低失真所必需的（= 输出短路电流的 35%）
直流五号操作系统与 V外线性	<1 ppm 非线性度	没有直流线性度，就无法实现交流线性度

因此，我们看到了运算放大器在ppm精度领域的局限性——我们能做些什么来改进它们吗？

噪声：显然，第一步是选择输入噪声电压不高于应用电阻组合噪声的运算放大器。可以降低应用电路的总阻抗以降低其噪声。当然，随着应用的阻抗下降，通过它们的信号电流会增加，并可能增加负载引起的失真。在任何情况下，都没有理由将运算放大器级的输出噪声降低到远低于其驱动级的输入噪声。

电流噪声会随着应用阻抗的增加而倍增，因为电压噪声会增加。MOS输入具有非常低的电流噪声，因此很有吸引力，但它们通常比双极性输入具有更多的1/f电压噪声。双极性输入具有pA/√Hz的电流噪声水平，使应用产生非平凡的噪声，但1/f电流成分会产生大于放大器1/f电压噪声的应用电压噪声。一般的经验法则是应用阻抗应小于V噪声/我噪声的放大器以避免I偏见-以应用程序噪音为主。V 越低噪声的双极性放大器，I 越高噪声会的。

帮助运算放大器实现最佳性能

减少输入误差

除了选择具有出色CMRR的运算放大器外，设计人员还可以在反相电路中使用运算放大器，而不是同相电路。在反相电路中，输入拥抱接地或某个基准电压源，根本不会引起CMRR误差。并非所有应用电路都可以反相，并且通常没有负电源可用于负信号偏移。图8显示了同相和反相实现中的两极点Sallen-Key滤波器。

图8.同相（左）和反相（右）Sallen-Key有源滤波器。

我中新公路货运如果两个输入都有施加电阻，使得每个输入的偏置电流被相应的电阻抵消为输出误差，则可以消除误差。例如，如果放大器设置为增益为10，具有900 Ω反馈和100 Ω接地电阻，则在正输入端放置90 Ω串联将抵消输出端完全相等的偏置电流。大多数双极性运算放大器的偏置电流匹配得非常好，因此选择0.1%而不是普通的1%电阻器可以实现最佳I。中新公路货运拒绝。在图4中，补偿电阻将与每个输入串联放置。它们可能应该被绕过。不幸的是，额外的输入电阻会产生更多的噪声。

反相增益允许我们使用具有轨到轨输入的运算放大器，而不会使信号遍历开关点——假设我们对电源和共模输入电平进行偏置以避免该开关电压。

供应注意事项

输出电流将调制本地电源电压。该电源信号将通过PSRR进入输入。感应输入将产生围绕其环路运行的输出信号。在1 kHz时，1 μF本地旁路电容的阻抗为159 Ω，远小于电源之间线路的阻抗加上电源本身的阻抗。因此，本地旁路电容在100 kHz以下不会真正有效。在 1 kHz 时，远程电源控制调节。在1 kHz时，放大器可能具有90 dB电源抑制。注意到来自运算放大器电源端子的大部分电流由信号的均匀谐波组成，我们希望从输出到违规电源的增益低于30 dB，以实现120 dBc的目标。30 dB的增益要求电源阻抗应为负载阻抗的<30×。因此，500 Ω负载需要阻抗小于17 Ω的电源。这很实用，但不允许在电源和运算放大器之间串联隔离电阻或电感。在 10 kHz 时情况更紧凑;PSRR将从90 dB降至70 dB，电源阻抗必须降至1.7 Ω。可行，但很紧。大型本地旁路会有所帮助。

从布局的角度来看，重要的是要看到输出电流环路的去向，如图9所示。

图9.负载和电源电流环路。

图9左侧的示意图显示了正电源电流被驱动到负载中，来自电源，然后通过地返回负载。沿接地路径可能存在压降，使得偶次谐波电源电流将电压从信号源降至输出，以及从反馈分压器降至输出或输入接地。这个理由不是那个地方。图9右侧显示了路由电源电流的更好方法。电源电流远离输入和反馈节点。

在高于100 kHz的较高频率下，电源线的磁辐射可能是失真的来源。电源的偶谐波电流可以磁性耦合到输入或反馈网络，从而显著增加失真随频率的变化。在这些频率下，仔细的布局是必不可少的。一些放大器具有非标准引脚排列;它们使电源引脚远离输入，少数甚至在输入侧提供额外的输出端子，以避免磁相互作用。

减少负载主导的失真

许多运算放大器的输出级在负载过重时成为主要的失真源。有几个技巧可以改善加载失真。一种是复合放大器：一个放大器驱动输出，另一个放大器控制输出，如图10所示。

图 10.复合放大器与单放大器失真测试。

这来自LTspice模拟。LTC6240 和 LT1395 具有包括失真回放的宏模型。大多数宏模型不会尝试显示失真，即使它们这样做，模拟值也可能不准确。作者能够查看宏模型的文本，是的，在这些宏模型中，畸变建模得相当好。

图10右侧是一个LTC6240，它提供2的增益，同时驱动100 Ω — 对于该放大器来说，这是一个困难的负载。图10左侧是一个复合放大器，输入端有另一个LTC6240，还有一个漂亮的宽带电流反馈放大器（CFA），用于驱动与独立放大器相同的负载。复合放大器的理念是，输出运算放大器已经具有适度的低失真，并且输入放大器的环路增益可以进一步降低失真。对于独立放大器和复合放大器，我们的闭环增益相同，均为 2，但在复合放大器中，LT1395 可设置其自身的增益 （4，由 Rf1 和 Rg1 设置），以减小控制放大器的输出摆幅。由于输入引起的失真随着输出幅度的平方而增加，因此控制运算放大器的失真会进一步减小。

图11显示了10 kHz、4 V p-p输出的频谱。

图 11.复合和普通放大器失真频谱。

谐波失真将测量为每个谐波电平（dB）减去基波电平（10 kHz）。如下图所示，输入信号的失真约为–163 dBc，足以信任仿真。V（out2）来自无辅助LTC6240，具有–78 dBc失真。不错，但肯定不是ppm级。

图11的顶部显示了–135 dBc时的复合放大器失真，非常壮观。我们能相信这么好的结果吗？为了进行验证，原理图结点中间处的变形显示在中间。如果复合放大器的输出失真接近于零，但输出放大器本身确实具有有限失真，则反馈过程会将输出放大器失真的负值置于其输入端（mid）。中间失真为–92 dBc，实际上与LT1395数据手册曲线相匹配！我仍然想知道物理LTC6240输入CMRR还是I中新公路货运曲率在宏观模型中表示——它们可能会增加实际电路失真。

不幸的是，很少有宏观模型包括失真。您必须读取宏模型 .cir 文件中的标头以查看它是否受支持。需要进行一些仿真，以查看失真是否与数据手册曲线匹配。

复合放大器的补偿可能有点棘手，但在我们的示例中，我们有第二个放大器，其带宽是输入放大器的10倍以上，只需一点Cf即可补偿电路。在这种补偿方案中，如果控制放大器在总增益下具有带宽带宽，则输出放大器的带宽应为>3 ×带宽，总带宽将保守设置为~BW/3。

为避免丢失带宽，我们可以使用升压放大器技巧。与复合方法相比，它提供的失真改善更少，但不损失带宽或建立时间。图12所示为测试原理图。

图 12.升压放大器与独立放大器仿真设置。

图 12 的右侧显示了我们的独立 LTC6240 U2，左侧显示了两个 LTC6240 放大器。U1 控制输出，增益为 2，与独立输出一样;U2 的增益为 3。U2在升压节点的输出电压大于U1，因此U2驱动电流进入输出。R提高U2的增益配置为U2将96%的负载电流驱动到Rl，为U1留下轻负载，从而改善其失真。需要确保 U2 有足够的输出裕量来增加其额外的摆动。

LTC6240 对于 kΩ 范围内的负载具有输入主导的失真，但输出级失真以 100 Ω负载为主。

图13显示了光谱结果。

图 13.升压和正常放大器失真频谱。

同样，独立放大器在10 kHz时具有–78 dBc失真。升压放大器可提供 –106 dBc;不如复合放大器好，但比独立放大器好近30 dBc。然而，升压放大器的带宽仅略有降低。

请注意，R提高被调整;如果我们将其变化为52±2 Ω，则增强的失真会降低10 dBc，尽管此后在长达±10 Ω内几乎没有变化。看起来 U1 喜欢有一些预期的极性的适度负载;理想（无负载）或过大的升压电流会导致更大的失真。

理想情况下，U2 具有与 U1 相同的群延迟，以便升压信号与输出同时发生。U2的增益比U1高50%，因此闭环带宽更小，表明升压输出在频率上落后于主输出。通过在U1的输入端安装电阻器，可以将U1的带宽降低到等于U2的带宽。这将使U1的噪声增益增加到等于U2，并实现群延迟之间的相等。模拟器在 10 kHz 时没有显示任何改善;U1 提供了最佳的失真，没有延迟平衡。要知道在更高的频率下这是否属实，就需要尝试一下。如果放大器是电流反馈型的，则可以减小Rf1和Rg1，使U2的带宽达到U1。

推荐的ppm质量放大器

表2显示了一些接近ppm线性度的建议放大器的显著规格。

条目以红色显示，以提醒读者参数可能违反 ppm 级失真。该组中易于使用的获奖者是AD8597、ADA4807、ADA4898、LT1468、LT1678和LT6018。

表 2.一些接近ppm线性度的建议放大器的显著规格

装置#	V噪声 nV/√Hz	V噪声 0.1 Hz 至 10 Hz μV 峰峰值	我噪声 pA/√Hz	我噪声 0.1 赫兹至 10 赫兹 pA 峰峰值	V操作系统 μV （最大值）	CMRR 分贝（最小值）	共模抑制非线性 μV/V	我偏见 nA（最大值）
公元797	0.9	0.05	2	220	60 到 180	110 到 114		2000 或 3000
公元8597	1.1	0.08	2.4	190	120	105	0.1	200
ADA4075	2.8	0.06	1.2	60	1000	106	1.5	100 到 150
ADA4610	7.3	0.45	䯢		800 到 1800	96		0.025 到 1500 （热）
ADA4805	5.2	0.1	0.7	140	125	103		800
ADA4807	3.1	1.6	0.7	370	125	103	0.2	800
ADA4898	0.9	0.05	2.4	130	125	103		400
ADA4899	1.0	0.4	5.2	4800	230	98		1000
LT1468	5	0.3	0.6	3	150 到 400	96		10, 40
LT1678	3.9	0.09	0.7	26	350	96		35
LT6018	1.2	0.03	0.75 或 3	110 或 750	75 到 95	120	0.02	150 到 900
LTC6228	0.9	0.94	6.3	9000 或 20，000	95 到 250	94	0.1	4000 或 44，000

表 3.运算放大器比较继续

装置#	我偏见与 V厘米nA/V	我偏见与 V厘米非线性pA/V	PSRR dB （最小值）	千兆赫	线性输出电流 mA （最小值）	直流五号操作系统与 V外非线性ppm	失真： AV = 2，2 V p-p 输出 10 kHz dBc	宏模型显示失真？
公元797			110 或 114	110	±30		–120	仿真模型过于乐观
公元8597	5	0.2	118	14	±20		~–120	与数据表比较
ADA4075	2	3000	100	6.5	~±15		~–130	乐观的
ADA4610	䯢	0.1	100 或 103	12	~±30		~–114	没有
ADA4805	2.2	4000	100	30	~±30	30	–125	没有
ADA4807	0.7	~140	98	17	±50		~–130	没有
ADA4898			98	120	±40		~–120	没有
ADA4899			84	280			–117	没有
LT1468	3.5	600	100	55	±15		~–120	是的
LT1678			1000.7	10	~±10		~–120	仿真模型过于乐观
LT6018			128	12	~±15	0.02	~–115	是的
LTC6228	300	28 或 140	95	800	±20	0.2	–120

有些放大器存在必须处理的输入问题（同相应用可能是一个问题），但仍可以提供良好的失真：AD797、ADA4075、ADA4610、ADA4805、ADA4899和LTC6228。

结论

可悲的是，市售的ppm级放大器即使不是不可能，也很难找到。有ppm线性放大器，但必须注意放大器的输入电流，这些电流会对应用阻抗产生失真。这些阻抗可以降低，但在反馈中驱动它们可能会在运算放大器输入端产生失真。通过使用输入电流和变化特别低的运算放大器，可以提高应用阻抗，以从运算放大器获得最佳失真，但这会增加系统噪声。需要仔细选择运算放大器和应用电路优化，以实现ppm线性度和噪声。

审核编辑：郭婷